Lineare zeitinvariante Systeme/Laplace–Transformation und p–Übertragungsfunktion

1. Lineare zeitinvariante Systeme
2. Beschreibung kausaler realisierbarer Systeme
3. Laplace–Transformation und p–Übertragungsfunktion

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Betrachtetes Systemmodell

Wir betrachten ein lineares zeitinvariantes System mit der Impulsantwort  $h(t)$, an dessen Eingang das Signal  $x(t)$  anliegt.  Das Ausgangssignal  $y(t)$  ergibt sich dann als das Faltungsprodukt  $x(t) ∗ h(t)$.

Allgemeines (auch akausales) sowie kausales Systemmodell

Bei akausalen Systemen und Signalen muss zur Beschreibung des Spektralverhaltens stets das  erste Fourierintegral  angewendet werden, und es gilt für das Ausgangsspektrum:

$$Y(f) = X(f) \cdot H(f) \hspace{0.05cm}.$$

Das Fourierintegral besitzt auch für kausale Systeme und Signale weiterhin Gültigkeit, also unter der Voraussetzung

$$x(t) = 0 \hspace{0.2cm}{\rm{f\ddot{u}r}} \hspace{0.2cm} t<0\hspace{0.05cm},\hspace{0.2cm} h(t) = 0 \hspace{0.2cm}{\rm{f\ddot{u}r}} \hspace{0.2cm} t<0 \hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm} y(t) = 0 \hspace{0.2cm}{\rm{f\ddot{u}r}} \hspace{0.2cm} t<0 \hspace{0.05cm}.$$

In diesem Fall ergeben sich aber durch Anwendung der Laplace–Transformation unter Beachtung gewisser Restriktionen wesentliche Vorteile:

• Die so behandelten Systeme sind stets durch eine Schaltung realisierbar.  Der Entwickler kommt nicht in Versuchung, realitätsfremde Lösungen anzubieten.
• Die Laplace–Transformierte  $X_{\rm L}(p)$  ist stets eine reelle Funktion der Spektralvariablen  $p$.  Dass sich diese Variable gemäß  $p = {\rm j} · 2πf$  aus der Multiplikation der physikalischen Kreisfrequenz  $ω = 2πf$  mit der imaginären Einheit  $\rm j$  ergibt, spielt für den Anwender keine Rolle.
• Die implizite Bedingung  $x(t) = 0$   für  $t < 0$   erlaubt speziell die einfachere Analyse des
  Einschwingverhaltens nach Einschaltvorgängen als mit dem Fourierintegral.

Definition der Laplace–Transformation

Ausgehend vom  ersten Fourierintegral,

$$X(f) = \int_{-\infty}^{+\infty} { x(t) \hspace{0.05cm}\cdot \hspace{0.05cm} {\rm e}^{-{\rm j}\hspace{0.05cm} 2\pi f t}}\hspace{0.1cm}{\rm d}t,$$

ergibt sich bei kausaler Zeitfunktion   ⇒   $x(t) = 0 \ \ \text{für} \ \ t < 0$  mit der formalen Substitution  $p = {\rm j} · 2πf$  direkt die Laplace–Transformation.

$\text{Definition:}$  Die  Laplace–Transformierte  einer kausalen Zeitfunktion  $x(t)$  lautet:

$$X_{\rm L}(p) = \int_{0}^{\infty} { x(t) \hspace{0.05cm}\cdot \hspace{0.05cm} {\rm e}^{-p t} }\hspace{0.1cm}{\rm d}t\hspace{0.05cm}, \hspace{0.3cm}{\rm kurz}\hspace{0.3cm} X_{\rm L}(p) \quad \bullet\!\!-\!\!\!-^{\hspace{-0.25cm}\rm L}\!\!\!-\!\!\circ\quad x(t)\hspace{0.05cm}.$$

Der Zusammenhang zwischen der Laplace–Transformierten  $X_{\rm L}(p)$  und dem physikalischen Spektrum  $X(f)$  ist häufig wie folgt gegeben:

$$X(f) = X_{\rm L}(p) \Bigg |_{{\hspace{0.1cm} p\hspace{0.05cm}={\rm \hspace{0.05cm} j\hspace{0.05cm}2\pi \it f}}}.$$

• Hat allerdings das Signal  $x(t)$  periodische Anteile und beinhaltet damit die Spektralfunktion  $X(f)$  Diracfunktionen, so ist diese Gleichung nicht anwendbar.
• In diesem Fall muss  $p = α + {\rm j} · 2πf$  angesetzt werden und es ist dann der Grenzübergang  $α → 0$  zu bilden.

$\text{Beispiel 1:}$  Wir gehen von der einseitig exponentiell abfallenden Zeitfunktion entsprechend der  Skizze  im $\text{Beispiel 1}$ des Kapitels „Real– und Imaginärteil einer kausalen Übertragungsfunktion” aus:

$$x(t) = \left\{ \begin{array}{c} 0 \\ 0.5 \\ {\rm e}^{-t/T} \end{array} \right.\quad \quad \begin{array}{c} {\rm{f\ddot{u}r} } \\ {\rm{f\ddot{u}r} } \\ {\rm{f\ddot{u}r} } \end{array}\begin{array}{*{20}c}{ t < 0\hspace{0.05cm},} \\ { t = 0\hspace{0.05cm},} \\{ t > 0\hspace{0.05cm}.} \end{array}$$

Damit lautet die Laplace–Transformierte:

$$X_{\rm L}(p) = \int_{0}^{\infty} {\rm e}^{-t/T} \cdot {\rm e}^{-pt} \hspace{0.1cm}{\rm d}t= \frac {1}{p + 1/T} \cdot {{\rm e}^{-(p+1/T) \hspace{0.08cm}\cdot \hspace{0.08cm}t}}\hspace{0.15cm}\Bigg \vert_{t \hspace{0.05cm}=\hspace{0.05cm} 0}^{\infty}= \frac {1}{p + 1/T} \hspace{0.05cm} .$$

Mit  $p = {\rm j} · 2πf$  erhält man die herkömmliche Spektralfunktion bezüglich $f$:

$$X(f) = \frac {1}{{\rm j \cdot 2\pi \it f} + 1/T} = \frac {T}{1+{\rm j \cdot 2\pi \it fT}} \hspace{0.05cm} .$$

Betrachtet man dagegen den Frequenzgang eines Tiefpasses erster Ordnung,  dessen Impulsantwort  $h(t)$  sich gegenüber der obigen Zeitfunktion um den Faktor  $1/T$  unterscheidet,  so gilt für die Laplace–Transformierte bzw. die Fourier–Transformierte:

$$H_{\rm L}(p)= \frac {1/T}{p + 1/T}= \frac {1}{1 + p \cdot T} \hspace{0.05cm} , \hspace{0.8cm}H(f) = \frac {1}{1+{\rm j \cdot 2\pi \it fT} } = \frac {1}{1+{\rm j} \cdot f/f_{\rm G} } \hspace{0.05cm} .$$

Häufig verwendet man dann wie in dieser Gleichung anstelle des Parameters  $T$  die 3dB–Grenzfrequenz  $f_{\rm G} = 1/(2πT)$.

Einige wichtige Laplace–Korrespondenzen

Nachfolgend sind einige wichtige Laplace–Korrespondenzen zusammengestellt.  Alle hier betrachteten Zeitsignale  $x(t)$  sind als dimensionslos angenommen.  Aus diesem Grund besitzt  $X_{\rm L}(p)$  dann als Integral über die Zeit stets die Einheit „Sekunde”.

Tabelle mit einigen Laplace-Transformierten

• Die Laplace–Transformierte der  Diracfunktion  $δ(t)$  ist  $X_{\rm L}(p) = 1$  $($Diagramm $\rm A)$.  Durch Anwendung des  Integrationssatzes  erhält man  $X_{\rm L}(p) = 1/p$  für die Sprungfunktion  $γ(t)$  $($Diagramm $\rm B)$ und aus dieser durch Multiplikation mit  $1/(pT)$  die Laplace–Transformierte der linear ansteigenden Funktion  $x(t) = t/T$  für  $t > 0$  $($Diagramm $\rm C)$.

• Die  Rechteckfunktion  kann aus der Subtraktion zweier um  $T$  auseinanderliegender Sprungfunktionen  $γ(t)$  und  $γ(t – T)$  erzeugt werden,  so dass sich nach dem  Verschiebungssatz  die Laplace–Transformierte  $X_{\rm L}(p) = (1 – {\rm e}^{–pT})/p$  ergibt  $($Diagramm $\rm D)$.  Durch Integration erhält man daraus die Rampenfunktion bzw. nach Multiplikation mit  $1/(pT)$  deren Laplace–Transformierte  $($Diagramm $\rm E)$.

• Die Exponentialfunktion  $($Diagramm $\rm F)$ wurde bereits auf der  letzten Seite  betrachtet.  Mit dem Faktor  $1/T$  ist diese gleichzeitig die Impulsantwort eines Tiefpasses erster Ordnung.  Durch Quadrierung erhält man die  $p$–Spektralfunktion eines Tiefpasses zweiter Ordnung mit der Zeitfunktion  $x(t) = t/T · {\rm e}^{–t/T}$ (Diagramm  $\rm G$).

• Neben der kausalen  $\rm si$–Funktion  $($Diagramm $\rm H)$  sind in der Tabelle auch die Laplace–Transformierten der kausalen Cosinus– und Sinusfunktion  $($Diagramme  $\rm I$  und  $\rm J)$  angegeben, die sich zu  $p/(p^2 + ω_0^2)$  bzw.  $ω_0/(p^2 + ω_0^2)$  ergeben.  Hierbei bezeichnet  $ω_0 = 2πf_0 = 2π/T$  die so genannte Kreisfrequenz.

Pol–Nullstellen–Darstellung von Schaltungen

Ein jedes  lineare zeitinvariante System  (LZI), das durch eine Schaltung aus diskreten zeitkonstanten Bauelementen wie

• Widerständen  $(R)$,
• Kapazitäten  $(C)$,
• Induktivitäten  $(L)$  und
• Verstärkerelementen

realisiert werden kann, besitzt eine gebrochen–rationale  $p$–Übertragungsfunktion:

$$H_{\rm L}(p)= \frac {A_Z \cdot p^Z +\text{...} + A_2 \cdot p^2 + A_1 \cdot p + A_0} {B_N \cdot p^N +\text{...} \ + B_2 \cdot p^2 + B_1 \cdot p + B_0}= \frac {Z(p)}{N(p)} \hspace{0.05cm} .$$

Alle Koeffizienten des Zählers   ⇒   $A_Z, \text{...} \ , A_0$  und des Nenners   ⇒   $B_N, \text{...} , B_0$  sind reell.  Weiter bezeichnen

• $Z$  den Grad des Zählerpolynoms  $Z(p)$,
• $N$  den Grad des Nennerpolynoms  $N(p)$.

$\text{Äquivalente Pol–Nullstellen–Darstellung:}$   Für die  $p$–Übertragungsfunktion kann auch geschieben werden:

$$H_{\rm L}(p)= K \cdot \frac {\prod\limits_{i=1}^Z p - p_{\rm o i} } {\prod\limits_{i=1}^N p - p_{\rm x i} }= K \cdot \frac {(p - p_{\rm o 1})(p - p_{\rm o 2})\cdot \text{...} \ \cdot (p - p_{ {\rm o} \hspace{-0.03cm} Z})} {(p - p_{\rm x 1})(p - p_{\rm x 2})\cdot \text{...} \cdot (p - p_{ {\rm x} \hspace{-0.03cm} N})} \hspace{0.05cm} .$$

Die  $Z + N + 1$  Parameter bedeuten:

• $K = A_Z/B_N$  ist ein konstanter Faktor.   Gilt  $Z = N$, so ist dieser dimensionslos.
• Die Lösungen der Gleichung  $Z(p) = 0$  ergeben die  $Z$  Nullstellen  $p_{\rm o1},\text{...} \ , p_{\rm oZ}$  von  $H_{\rm L}(p)$.
• Die Nullstellen des Nennerpolynoms  $N(p)$  liefern die  $N$  Polstellen (oder kurz Pole).

Die Umformung ist eindeutig.  Dies erkennt man daran, dass die  $p$–Übertragungsfunktion gemäß der ersten Gleichung ebenfalls nur durch  $Z + N + 1$  freie Parameter bestimmt ist,  da einer der Koeffizienten  $A_Z, \text{...} \ , A_0, B_N, \text{...} \ , B_0$  ohne Änderung des Quotienten auf  $1$  normiert werden kann.

Betrachteter Vierpol und dazugehöriges Pol–Nullstellen–Diagramm

$\text{Beispiel 2:}$  Wir betrachten den gezeichneten Vierpol mit einer Induktivität  $L$  $($komplexer Widerstand  $pL)$  im Längszweig sowie im Querzweig die Serienschaltung eines Ohmschen Widerstandes  $R$  und einer Kapazität  $C$  mit dem komplexen Widerstand  $1/(pC)$.

Damit lautet die  $p$–Übertragungsfunktion:

$$H_{\rm L}(p)= \frac {Y_{\rm L}(p)} {X_{\rm L}(p)}= \frac {R + {1}/{(pC)} } {pL + R +{1}/{(pC)} }$$

$$\Rightarrow \hspace{0.3cm} H_{\rm L}(p)= \frac {1 + p \cdot{RC} } {1 + p \cdot{RC}+ p^2 \cdot{LC} } \hspace{0.05cm} .$$

Setzt man  $p = {\rm j} · 2πf$  ein,  so erhält man die Fourier–Übertragungsfunktion  (bzw. den Frequenzgang).  Dividiert man in obiger Gleichung Zähler und Nenner durch  $LC$,  so ergibt sich:

$$H_{\rm L}(p)= \frac {R} {L}\cdot \frac {p + {1}/{(RC)} } {p^2 + {R}/ {L}\cdot p + {1}/{(LC)} }= K \cdot \frac {p - p_{\rm o } } {(p - p_{\rm x 1})(p - p_{\rm x 2})} \hspace{0.05cm} .$$

Im rechten Gleichungsteil ist die Übertragungsfunktion  $H_{\rm L}(p)$  in Pol–Nullstellen–Notation angegeben.  Durch Koeffizientenvergleich ergeben sich für  $R = 50 \ \rm Ω$,  $L = 25\ \rm µ H$  und  $C = 62.5 \ \rm nF$  folgende Werte:

• die Konstante  $K = R/L = 2 · 10^6 \cdot 1/{\rm s}$,
• die Nullstelle  $p_{\rm o} = -1/(RC) = -0.32 · 10^6 \cdot 1/{\rm s},$
• die beiden Pole  $p_{\rm x1}$  und  $p_{\rm x2}$  als Lösung der Gleichung

$$p^2 + \frac {R} {L}\cdot p + \frac{1}{LC} = 0 \hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm} p_{\rm x 1,\hspace{0.05cm}2 }= -\frac {R} {2L}\pm \sqrt{\frac {R^2} {4L^2}- \frac{1}{LC} }$$

$$\Rightarrow \hspace{0.3cm} p_{\rm x 1,\hspace{0.05cm}2 }= -10^6 \cdot {1}/{\rm s} \pm \sqrt{10^{12} \cdot {1} /{\rm s^2}-0.64 \cdot 10^{12} \cdot {1}/ {\rm s^2} }\hspace{0.3cm} \Rightarrow \hspace{0.3cm} p_{\rm x 1 }= -0.4 \cdot 10^6\cdot {1}/ {\rm s},\hspace{0.2cm}p_{\rm x 2 }= -1.6 \cdot 10^6\cdot {1}/ {\rm s} \hspace{0.05cm} .$$

In der obigen Grafik ist rechts das Pol–Nullstellen–Diagramm angegeben.

• Die beiden Achsen bezeichnen den Real– und den Imaginärteil der Variablen  $p$,  jeweils normiert auf den Wert  $10^6 · \rm 1/s\; (= 1/µs)$.
• Man erkennt die Nullstelle bei  $p_{\rm o} =\, –0.32$  als Kreis und die Polstellen bei  $p_{\rm x1} = \,–0.4$  und  $p_{\rm x2} = \,–1.6$  als Kreuze.

Eigenschaften der Pole und Nullstellen

Die Übertragungsfunktion  $H_{\rm L}(p)$  einer jeden realisierbaren Schaltung wird durch  $Z$  Nullstellen und  $N$  Pole zusammen mit einer Konstanten  $K$  vollständig beschrieben, wobei folgende Einschränkungen gelten:

• Es gilt stets  $Z ≤ N$.  Mit  $Z > N$  wäre im Grenzfall für  $p → ∞$  (also für sehr hohe Frequenzen) auch die  $p$–Übertragungsfunktion „unendlich groß”.
• Die Nullstellen  $p_{\rm oi}$  und die Pole  $p_{ {\rm x}i}$  sind im allgemeinen komplex und weisen wie  $p$  die Einheit  $\rm 1/s$  auf.  Gilt  $Z < N$, so besitzt auch die Konstante  $K$  eine Einheit.
• Die Pole und Nullstellen können reell sein, wie im letzten Beispiel gezeigt.  Sind sie komplex, so treten immer zwei konjugiert–komplexe Polstellen bzw. zwei konjugiert–komplexe Nullstellen auf,  da  $H_{\rm L}(p)$  stets eine reelle gebrochen–rationale Funktion darstellt.
• Alle Pole liegen in der linken Halbebene oder auf der imaginären Achse  (Grenzfall).  Diese Eigenschaft ergibt sich aus der erforderlichen und vorausgesetzten Kausalität zusammen mit dem  Hauptsatz der Funktionstheorie, der im nächsten Kapitel angegeben wird.
• Nullstellen können sowohl in der linken als auch in der rechten  $p$–Halbebene auftreten oder auch auf der imaginären Achse.  Ein Beispiel für Nullstellen in der rechten Halbebene findet man in der  Aufgabe 3.4Z, die sich mit Allpässen beschäftigt.
• Bei den so genannten  „Minimum–Phasen–Systemen”  sind in der rechten  $p$–Halbebene nicht nur Pole verboten, sondern auch Nullstellen.  Der Realteil aller Singularitäten ist hier nie positiv.

Diese Eigenschaften werden nun an drei Beispielen verdeutlicht.

$\text{Beispiel 3:}$  Ausgehend von der bereits im letzten Abschnitt betrachteten  Vierpolschaltung  $(L$  im Längszweig,  $R$  und  $C$  im Querzweig$)$  können die charakteristischen Größen der Übertragungsfunktion wie folgt angegeben werden:

$$K = 2A, \hspace{0.2cm}p_{\rm x 1,\hspace{0.05cm}2 }= -A \pm \sqrt{A^2-B^2}, \hspace{0.2cm}p_{\rm o }= - \frac{B^2}{2A} \hspace{0.05cm} \hspace{0.2cm} {\rm mit } \hspace{0.2cm} A = \frac {R} {2L}, \hspace{0.2cm}B = \frac{1}{\sqrt{LC} } \hspace{0.05cm}.$$

Die Grafik zeigt drei verschiedene Diagramme mit unterschiedlichen Kapazitätswerten  $C$.  Es gilt stets  $R = 50 \ \rm Ω$  und  $L = 25 \ \rm µ H$.  Die Achsen sind auf die Variable  $A = R/(2L) = 10^6 · \rm 1/s$  normiert, und der konstante Faktor ist jeweils  $K = 2A = 2 · 10^6 · \rm 1/s.$

Lage der Nullstelle und der Pole für  $Z = 1$  und  $N = 2$

• Für  $B < A$  erhält man  zwei reelle Pole  und eine Nullstelle rechts von  $-A/2$.  Für  $C = 62.5 \ \rm nF$  ⇒   $ {B}/ {A}= 0.8 $  ergibt sich (linkes Diagramm):

$$p_{\rm x 1}/A = -0.4 , \hspace{0.2cm}p_{\rm x 2}/A= -1.6 , \hspace{0.2cm}p_{\rm o}/A= -0.32 \hspace{0.05cm} .$$

• Für  $B > A$  ergeben sich  zwei konjugiert–komplexe Pole  und eine Nullstelle links von  $-A/2$. 
  Für  $C = 8 \ \rm nF$  ⇒   $ {B}/ {A}= \sqrt{5} $  (rechtes Diagramm):

$$p_{\rm x 1,\hspace{0.05cm}2 }/A= -1\pm {\rm j}\cdot 2,\hspace{0.2cm}p_{\rm o}/A\approx -2.5 \hspace{0.05cm} .$$

• Der Fall  $A = B$  führt zu  einer reellen doppelten Polstelle  und einer Nullstelle bei  $– A/2$. 
  Für  $C = 400 \ \rm nF$   ⇒   $ {B}/ {A}= 1 $  (mittleres Diagramm):

$$p_{\rm x 1}/A= p_{\rm x 2}/A= -1, \hspace{0.2cm}p_{\rm o}/A= -0.5 \hspace{0.05cm} .$$

Die Impulsantworten  $h(t)$  ergeben sich entsprechend dem folgenden Kapitel  Laplace–Rücktransformation  wie folgt:

• Bei der linken Konstellation ist  $h(t)$  aperiodisch abklingend.
• Bei der rechten Konstellation ist  $h(t)$  gedämpft oszillierend.
• Bei der mittleren Konstellation spricht man vom  aperiodischen Grenzfall.

Grafische Ermittlung von Dämpfung und Phase

Ausgangsdiagramm zur Berechnung
von Dämpfung und Phase

Gegeben sei die  $p$–Übertragungsfunktion in der Pol–Nullstellen–Notation:

$$H_{\rm L}(p)= K \cdot \frac {\prod\limits_{i=1}^Z (p - p_{\rm o i})} {\prod\limits_{i=1}^N (p - p_{\rm x i})}= K \cdot \frac {(p - p_{\rm o 1})(p - p_{\rm o 2})\cdot \text{...} \cdot (p - p_{ {\rm o} \hspace{-0.03cm} Z})} {(p - p_{\rm x 1})(p - p_{\rm x 2})\cdot \text{...} \cdot (p - p_{ {\rm x} \hspace{-0.03cm} N})} \hspace{0.05cm} .$$

Zum herkömmlichen Frequenzgang  $H(f)$  kommt man, indem man das Argument  $p$  durch  ${\rm j} \cdot 2πf$  ersetzt:

$$H(f)= K \cdot \frac {({\rm j} \cdot 2\pi \hspace{-0.05cm}f - p_{\rm o 1})({\rm j} \cdot 2\pi \hspace{-0.05cm}f - p_{\rm o 2})\cdot \text{...} \cdot ({\rm j} \cdot 2\pi \hspace{-0.05cm}f - p_{ {\rm o} \hspace{-0.03cm} Z})} {({\rm j} \cdot 2\pi \hspace{-0.05cm}f - p_{\rm x 1})({\rm j} \cdot 2\pi \hspace{-0.05cm}f - p_{\rm x 2})\cdot \text{...}\cdot ({\rm j} \cdot 2\pi \hspace{-0.05cm}f - p_{ {\rm x} \hspace{-0.03cm} N})} \hspace{0.05cm} .$$

Wir betrachten nun eine feste Frequenz  $f$  und beschreiben die Abstände und Winkel aller Nullstellen durch Vektoren:

$$R_{ {\rm o} i} = {\rm j} \cdot 2\pi \hspace{-0.05cm}f - p_{ {\rm o} i}= |R_{{\rm o} i}| \cdot {\rm e}^{\hspace{0.03cm}{\rm j}\hspace{0.03cm}\cdot\hspace{0.03cm}\phi_{ {\rm o} i} }, \hspace{0.3cm}i= 1, \text{...}\ , Z \hspace{0.05cm} .$$

In gleicher Weise gehen wir für die Polstellen vor:

$$R_{ {\rm x} i} = {\rm j} \cdot 2\pi \hspace{-0.05cm}f - p_{ {\rm x} i}= |R_{ {\rm x} i}| \cdot {\rm e}^{\hspace{0.03cm}{\rm j}\hspace{0.03cm}\cdot\hspace{0.03cm}\phi_{ {\rm x} i} }, \hspace{0.3cm}i= 1, \text{...}\ , N \hspace{0.05cm} .$$

Die Grafik zeigt die Beträge und Phasenwinkel für ein System

• mit  $Z = 2$  Nullstellen  (gekennzeichnet durch Kreise)  in der rechten Halbebene
• und  $N = 2$  Polstellen  (gekennzeichnet durch Kreuze)  in der linken Halbebene.

Zu berücksichtigen ist zudem die Konstante  $K$.

Mit dieser Vektordarstellung kann für den Frequenzgang geschrieben werden:

$$H(f)= K \cdot \frac {|R_{ {\rm o} 1}| \cdot |R_{ {\rm o} 2}|\cdot ... \cdot |R_{ {\rm o} \hspace{-0.03cm} Z}|} {|R_{ {\rm x} 1}| \cdot |R_{ {\rm x} 2}|\cdot \text{...} \cdot |R_{ {\rm x} \hspace{-0.03cm} N}|} \cdot {\rm e^{\hspace{0.03cm}{\rm j} \hspace{0.05cm}\cdot [ \phi_{ {\rm o} 1}\hspace{0.1cm}+ \hspace{0.1cm}\phi_{ {\rm o} 2} \hspace{0.1cm}+ \hspace{0.1cm}\hspace{0.1cm}\text{...}. \hspace{0.1cm} + \hspace{0.1cm}\phi_{ {\rm o} \hspace{-0.03cm}{\it Z}}\hspace{0.1cm}- \hspace{0.1cm}\phi_{ {\rm x} 1}\hspace{0.1cm}- \hspace{0.1cm}\phi_{ {\rm x} 2} \hspace{0.1cm}- \hspace{0.1cm}... \hspace{0.1cm} - \hspace{0.1cm} \phi_{ {\rm x} \hspace{-0.03cm}{\it N} }]} } \hspace{0.05cm} .$$

Stellt man  $H(f)$  durch die Dämpfungsfunktion  $a(f)$  und die Phasenfunktion  $b(f)$  nach der allgemein gültigen Beziehung  $H(f) = {\rm e}^{-a(f)\hspace{0.05cm}- \hspace{0.05cm}{\rm j} \hspace{0.05cm}\cdot \hspace{0.05cm}b(f)}$  dar,  so erhält man durch den Vergleich mit der obigen Gleichung das folgende Ergebnis:

• Bei geeigneter Normierung aller dimensionsbehafteten Größen gilt für die Dämpfungsfunktion in Neper  $(1 \ \rm Np$ entspricht $8.686 \ \rm dB)$:

$$a(f) = -{\rm ln} \hspace{0.1cm} K + \sum \limits_{i=1}^N {\rm ln} \hspace{0.1cm} |R_{ {\rm x} i}|- \sum \limits_{i=1}^Z {\rm ln} \hspace{0.1cm} |R_{ {\rm o} i}| \hspace{0.05cm} .$$

• Die Phasenfunktion in Radian $\rm (rad)$ ergibt sich entsprechend der oberen Skizze zu

$$b(f) = \phi_K + \sum \limits_{i=1}^N \phi_{ {\rm x} i}- \sum \limits_{i=1}^Z \phi_{ {\rm o} i}\hspace{0.2cm}{\rm mit} \hspace{0.2cm} \phi_K = \left\{ \begin{array}{c} 0 \\ \pi \end{array} \right. \begin{array}{c} {\rm{f\ddot{u}r} } \\ {\rm{f\ddot{u}r} } \end{array}\begin{array}{*{20}c} { K > 0\hspace{0.05cm},} \\ { K <0\hspace{0.05cm}.} \end{array}$$

Zur Berechnung der Dämpfungs– und Phasenfunktion (Bildschirmabzug des Programms „Kausale Systeme & Laplace–Transformation” in einer früheren Version)

$\text{Beispiel 4:}$  Die Grafik verdeutlicht die Berechnung

• der Dämpfungsfunktion  $a(f)$   ⇒   roter Kurvenverlauf,  und
• der Phasenfunktion  $b(f)$   ⇒   grüner Kurvenverlauf

eines Vierpols, der durch den Faktor  $K = 1.5$,  eine Nullstelle bei  $-3$  und zwei Pole bei  $–1 \pm {\rm j} · 4$  festliegt.

Die angegebenen Zahlenwerte gelten für die Frequenz  $2πf = 3$:

$$a \big [f = {3}/({2\pi}) \big ] = 0.453\,\,{\rm Np}= 3.953\,\,{\rm dB}$$

$$\Rightarrow \hspace{0.4cm}\big \vert H \big [f = {3}/({2\pi}) \big ]\big \vert = 0.636,$$

$$ b\big [f = {3}/({2\pi}) \big ] = -8.1^\circ \hspace{0.05cm} .$$

Die Herleitung dieser Zahlenwerte ist im schwarz umrahmten Block verdeutlicht.

Für den Betragsfrequenzgang   $\vert H(f)\vert$   ⇒   blauer Kurvenverlauf ergibt sich ein bandpassähnlicher Verlauf mit

$$\vert H(f = 0)\vert \approx 0.25\hspace{0.05cm},$$

$$\vert H(f = {4}/(2\pi)\vert \approx 0637\hspace{0.05cm},$$

$$\vert H(f \rightarrow \infty)\vert= 0 \hspace{0.05cm}.$$

Aufgaben zum Kapitel

Aufgabe 3.2: Laplace-Transformation

Aufgabe 3.2Z: Laplace und Fourier

Aufgabe 3.3: p-Übertragungsfunktion

Aufgabe 3.3Z: Hoch- undTiefpässe in p-Form

Aufgabe 3.4: Dämpfungs- und Phasenverlauf

Aufgabe 3.4Z: Verschiedene Allpässe