Decodierung von Faltungscodes

1. Kanalcodierung
2. Faltungscodierung und geeignete Decoder
3. Decodierung von Faltungscodes

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Blockschaltbild und Voraussetzungen

Ein wesentlicher Vorteil der Faltungscodierung ist, dass es hierfür mit dem Viterbi–Algorithmus ein sehr effizientes Decodierverfahren gibt. Dieser von Andrew J. Viterbi entwickelte Algorithmus wurde bereits im Kapitel 3.8 des Buches „Digitalsignalübertragung” im Hinblick auf seinen Einsatz zur Entzerrung im Detail beschrieben. Für seinen Einsatz als Faltungsdecodierer gehen wir von folgendem Blockschaltbild und den folgenden Voraussetzungen aus:

• Die Informationssequenz u = (u₁, u₂, ...) ist hier im Gegensatz zur Beschreibung der linearen Blockcodes ⇒ Kapitel 1.5 oder von Reed–Solomon–Codes ⇒ Kapitel 2.4 im allgemeinen unendlich lang („semi–infinite”). Für die Informationssymbole gilt stets u_i ∈ {0, 1}.
  

• Die Codesequenz x = (x₁, x₂, ...) mit x_i ∈ {0, 1} hängt außer von u auch noch von der Coderate R = 1/n, dem Gedächtnis m und der Übertragungsfunktionsmatrix G(D) ab. Bei endlicher Anzahl L an Informationsbits sollte der Faltungscode durch Anfügen von m Nullen terminiert werden:

\[\underline{u}= (u_1,\hspace{0.05cm} u_2,\hspace{0.05cm} ... \hspace{0.1cm}, u_L, \hspace{0.05cm} 0 \hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} ... \hspace{0.1cm}, 0 ) \hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm} \underline{x}= (x_1,\hspace{0.05cm} x_2,\hspace{0.05cm} ... \hspace{0.1cm}, x_{2L}, \hspace{0.05cm} x_{2L+1} ,\hspace{0.05cm} ... \hspace{0.1cm}, \hspace{0.05cm} x_{2L+2m} ) \hspace{0.05cm}.\]

• Die Empfangssequenz y = (y₁, y₂, ...) ergibt sich entsprechend dem angenommenen Kanalmodell. Bei einem digitalen Modell wie dem Binary Symmetric Channel (BSC) gilt y_i ∈ {0, 1}, so dass die Verfälschung von x auf y mit der Hamming–Distanz d_H (x, y) quantifiziert werden kann. Die erforderlichen Modifikationen für den AWGN–Kanal folgen auf Seite 6 dieses Kapitels.

• Der nachfolgend beschriebene Viterbi–Algorithmus liefert eine Schätzung z für die Codesequenz x und eine weitere Schätzung υ für die Informationssequenz u. Dabei gilt:

\[{\rm Pr}(\underline{z} \ne \underline{x})\stackrel{!}{=}{\rm Minimum} \hspace{0.25cm}\Rightarrow \hspace{0.25cm} {\rm Pr}(\underline{\upsilon} \ne \underline{u})\stackrel{!}{=}{\rm Minimum} \hspace{0.05cm}.\]

Zusammenfassung : Der Viterbi–Algorithmus sucht bei einem digitalen Kanalmodell (zum Beispiel BSC) von allen möglichen Codesequenzen x' diejenige Sequenz z mit der minimalen Hamming–Distanz d_H(x', y) zur Empfangssequenz y:

\[\underline{z} = {\rm arg} \min_{\underline{x}' \in \hspace{0.05cm} \mathcal{C}} \hspace{0.1cm} d_{\rm H}( \underline{x}'\hspace{0.02cm},\hspace{0.02cm} \underline{y} ) = {\rm arg} \max_{\underline{x}' \in \hspace{0.05cm} \mathcal{C}} \hspace{0.1cm} {\rm Pr}( \underline{y} \hspace{0.05cm}|\hspace{0.05cm} \underline{x}')\hspace{0.05cm}.\]

Das bedeutet auch: Der Viterbi–Algorithmus erfüllt das Maximum–Likelihood–Kriterium.

Vorbemerkungen zu den nachfolgenden Decodierbeispielen (1)

In den Beispielen dieses Kapitels wird stets von unserem Standard–Faltungscodierer der Rate R = 1/2, mit dem Gedächtnis m = 2 sowie der Übertragungsfunktionsmatrix G(D) = (1 + D + D², 1 + D²) ausgegangen. Die Länge der Informationssequenz sei L = 5 und unter Berücksichtigung der Terminierung L′ = 7. Die betrachteten Codesequenzen x und auch die Empfangssequenzen y setzen sich somit jeweils aus 14 Bit zusammen. Durch Aufteilung entsprechend y = ( y₁, y₂, ... , y₇) ergeben sich die Bitpaare y_i ∈ {00, 01, 10, 11}.

Die Viterbi–Decodierung erfolgt mit Hilfe des dargestellten Trellisdiagramms. Ein roter Pfeil steht für die Hypothese u_i = 0, ein blauer für u_i = 1. Um Verwechslungen zu vermeiden, versehen wir hypothetische Größen mit Apostroph. Auch dann, wenn wir sicher wissen, dass das Informationsbit u_i = 1 ist, gilt u_i' ∈ {0, 1}. Neben den Pfeilen steht die jeweilige hypothetische Codesequenz x_i' ∈ {00, 01, 10, 11}.

Wir gehen auf dieser und den nachfolgenden Seiten davon aus, dass die Viterbi–Decodierung auf der Hamming–Distanz d_H(x_i', y_i) zwischen dem Empfangswort y_i und den vier möglichen Codeworten x_i' ∈ {00, 01, 10, 11} basiert. Dann gehen wir wie folgt vor:

• In den noch leeren Kreisen werden die Fehlergrößen Γ_i(S_μ) der Zustände S_μ (0 ≤ μ ≤ 3) zu den Zeitpunkten i eingetragen. Der Startwert ist stets Γ₀(S₀) = 0.

• Die Fehlergrößen für i = 1 und i = 2 ergeben sich zu

\[{\it \Gamma}_1(S_0) \hspace{-0.15cm} = \hspace{-0.15cm} d_{\rm H} \big ((00)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} \underline{y}_1 \big ) \hspace{0.05cm}, \hspace{2.13cm}{\it \Gamma}_1(S_1) = d_{\rm H} \big ((11)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} \underline{y}_1 \big ) \hspace{0.05cm},\]

\[{\it \Gamma}_2(S_0) \hspace{-0.15cm} = \hspace{-0.15cm}{\it \Gamma}_1(S_0) + d_{\rm H} \big ((00)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} \underline{y}_2 \big )\hspace{0.05cm}, \hspace{0.4cm}{\it \Gamma}_2(S_1) = {\it \Gamma}_1(S_0)+ d_{\rm H} \big ((11)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} \underline{y}_2 \big ) \hspace{0.05cm},\]

\[{\it \Gamma}_2(S_2) \hspace{-0.15cm} = \hspace{-0.15cm}{\it \Gamma}_1(S_1) + d_{\rm H} \big ((10)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} \underline{y}_2 \big )\hspace{0.05cm}, \hspace{0.4cm}{\it \Gamma}_2(S_3) = {\it \Gamma}_1(S_1)+ d_{\rm H} \big ((01)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} \underline{y}_2 \big ) \hspace{0.05cm}.\]

Die Beschreibung wird auf der nächsten Seite fortgesetzt.

Vorbemerkungen zu den nachfolgenden Decodierbeispielen (2)

Fortsetzung der allgemeinen Viterbi–Beschreibung:

• Ab dem Zeitpunkt i = 3 hat das Trellisdiagramm seine Grundform erreicht, und zur Berechnung aller Γ_i(S_μ) muss jeweils das Minimum zwischen zwei Summen ermittelt werden:

\[{\it \Gamma}_i(S_0) \hspace{-0.15cm} = \hspace{-0.15cm}{\rm Min} \left [{\it \Gamma}_{i-1}(S_0) + d_{\rm H} \big ((00)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} \underline{y}_i \big )\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm}{\it \Gamma}_{i-1}(S_2) + d_{\rm H} \big ((11)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} \underline{y}_i \big ) \right ] \hspace{0.05cm},\]

\[{\it \Gamma}_i(S_1) \hspace{-0.15cm} = \hspace{-0.15cm}{\rm Min} \left [{\it \Gamma}_{i-1}(S_0) + d_{\rm H} \big ((11)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} \underline{y}_i \big )\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm}{\it \Gamma}_{i-1}(S_2) + d_{\rm H} \big ((00)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} \underline{y}_i \big ) \right ] \hspace{0.05cm},\]

\[{\it \Gamma}_i(S_2) \hspace{-0.15cm} = \hspace{-0.15cm}{\rm Min} \left [{\it \Gamma}_{i-1}(S_1) + d_{\rm H} \big ((10)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} \underline{y}_i \big )\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm}{\it \Gamma}_{i-1}(S_3) + d_{\rm H} \big ((01)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} \underline{y}_i \big ) \right ] \hspace{0.05cm},\]

\[{\it \Gamma}_i(S_3) \hspace{-0.15cm} = \hspace{-0.15cm}{\rm Min} \left [{\it \Gamma}_{i-1}(S_1) + d_{\rm H} \big ((01)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} \underline{y}_i \big )\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm}{\it \Gamma}_{i-1}(S_3) + d_{\rm H} \big ((10)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} \underline{y}_i \big ) \right ] \hspace{0.05cm}.\]

• Von den zwei an einem Knoten Γ_i(S_μ) ankommenden Zweigen wird der schlechtere (der zu einem größeren Γ_i(S_μ) geführt hätte) eliminiert. Zu jedem Knoten führt dann nur noch ein einziger Zweig.
  

• Sind alle Fehlergrößen bis einschließlich i = 7 ermittelt, so kann der Viterbi–Algotithmus mit der Suche das zusammenhängenden Pfades vom Ende des Trellis ⇒ Γ₇(S₀) bis zum Anfang ⇒ Γ₀(S₀) abgeschlossen werden.
  

• Durch diesen Pfad liegen dann die am wahrscheinlichsten erscheinende Codesequenz z und die wahrscheinlichste Informationssequenz υ fest. Nicht für alle Empfangssequenzen y gilt aber z = x und υ = u. Das heißt: Bei zu vielen Übertragungsfehlern versagt auch der Viterbi–Algorithmus.
  

Decodierbeispiel für den fehlerfreien Fall (1)

Zunächst gehen wir von der Empfangssequenz y = (11, 01, 01, 11, 11, 10, 11) aus, die hier – wegen der Codewortlänge n = 2 – bereits in Bitpaare y₁, ... , y₇ unterteilt ist.

Die eingetragenen Zahlenwerte und die verschiedenen Stricharten werden im folgenden Text erklärt:

• Ausgehend vom Initialwert Γ₀(S₀) = 0 kommt man mit y₁ = (11) durch Addition der Hamming-Distanzen d_H ((00), y₁) = 2 bzw. d_H ((11), y₁) = 0 zu den Fehlergrößen Γ₁(S₀) = 2, Γ₁(S₁) = 0.
  

• Im zweiten Decodierschritt gibt es Fehlergrößen für alle vier Zustände: Mit y₂ = (01) erhält man:

\[{\it \Gamma}_2(S_0) \hspace{-0.15cm} = \hspace{-0.15cm} {\it \Gamma}_1(S_0) + d_{\rm H} \big ((00)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} (01) \big ) = 2+1 = 3 \hspace{0.05cm},\]

\[{\it \Gamma}_2(S_1) \hspace{-0.15cm} = \hspace{-0.15cm} {\it \Gamma}_1(S_0) + d_{\rm H} \big ((11)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} (01) \big ) = 2+1 = 3 \hspace{0.05cm},\]

\[{\it \Gamma}_2(S_2) \hspace{-0.15cm} = \hspace{-0.15cm} {\it \Gamma}_1(S_1) + d_{\rm H} \big ((10)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} (01) \big ) = 0+2=2 \hspace{0.05cm},\]

\[{\it \Gamma}_2(S_3) \hspace{-0.15cm} = \hspace{-0.15cm} {\it \Gamma}_1(S_1) + d_{\rm H} \big ((01)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} (01) \big ) = 0+0=0 \hspace{0.05cm}.\]

• In allen weiteren Decodierschritten müssen jeweils zwei Werte verglichen werden, wobei dem Knoten Γ_i(S_μ) stets der kleinere Wert zugewiesen wird. Beispielsweise gilt für i = 3 mit y₃ = (01):

\[{\it \Gamma}_3(S_0) \hspace{-0.15cm} = \hspace{-0.15cm}{\rm min} \left [{\it \Gamma}_{2}(S_0) + d_{\rm H} \big ((00)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} (01) \big )\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm}{\it \Gamma}_{2}(S_2) + d_{\rm H} \big ((11)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} (01) \big ) \right ] =\]

\[ \hspace{1.2cm} = \hspace{-0.15cm}{\rm min} \left [ 3+1\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} 2+1 \right ] = 3\hspace{0.05cm},\]

\[{\it \Gamma}_3(S_3) \hspace{-0.15cm} = \hspace{-0.15cm}{\rm min} \left [{\it \Gamma}_{2}(S_1) + d_{\rm H} \big ((01)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} (01) \big )\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm}{\it \Gamma}_{2}(S_3) + d_{\rm H} \big ((10)\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} (01) \big ) \right ] =\]

\[ \hspace{1.2cm} = \hspace{-0.15cm}{\rm min} \left [ 3+0\hspace{0.05cm},\hspace{0.05cm} 0+2 \right ] = 2\hspace{0.05cm}.\]

• Ab i = 6 wird im betrachteten Beispiel die Terminierung des Faltungscodes wirksam. Hier sind nur noch zwei Vergleiche zur Bestimmung von Γ₆(S₀) und Γ₆(S₂) anzustellen, und für i = 7 nur noch ein Vergleich mit dem Endergebnis Γ₇(S₀).
  

• Von den jeweils zwei an einem Knoten ankommenden Zweigen wird stets nur derjenige bei der abschließenden Pfadsuche herangezogen, der zur minimalen Fehlergröße Γ_i(S_μ) geführt hat. Die „schlechten” Zweige werden verworfen. Sie sind in obiger Grafik jeweils punktiert dargestellt.
  
  

Die Beschreibung wird auf der nächsten Seite fortgesetzt.

Decodierbeispiel für den fehlerfreien Fall (2)

Nachdem alle Fehlergrößen Γ_i(S_μ) – in dem vorliegenden Beispiel für 1 ≤ i ≤ 7 und 0 ≤ μ ≤ 3 – ermittelt wurden, kann der Viterbi–Decoder mit der Pfadsuche beginnen.

Die Pfadsuche läuft wie folgt ab:

• Ausgehend vom Endwert Γ₇(S₀) wird in Rückwärtsrichtung ein zusammenhängender Pfad bis zum Startwert Γ₀(S₀) gesucht. Erlaubt sind nur die durchgezogenen Zweige. Punktierte Linien können nicht Teil des ausgewählten Pfades sein.
  

• Der ausgewählte Pfad ist in der Grafik grau markiert. Er durchläuft von rechts nach links die Zustände S₀ ← S₂ ← S₁ ← S₀ ← S₂ ← S₃ ← S₁ ← S₀. Es gibt keinen zweiten durchgehenden Pfad von Γ₇(S₀) zu Γ₀(S₀). Das bedeutet: Das Decodierergebnis ist eindeutig.
  

• Das Ergebnis υ = (1, 1, 0, 0, 1, 0, 0) des Viterbi–Decoders hinsichtlich der Informationssequenz erhält man, wenn man für den durchgehenden Pfad – nun aber in Vorwärtsrichtung von links nach rechts – die Farben der einzelnen Zweige auswertet (rot entspricht einer 0, blau einer 1).
  
  

Aus dem Endwert Γ₇(S₀) = 0 erkennt man, dass in diesem ersten Beispiel keine Übertragungsfehler vorlagen. Das Decodierergebnis z stimmt also mit dem Empfangsvektor y = (11, 01, 01, 11, 11, 10, 11) und der tatsächlichen Codesequenz x überein. Außerdem ist υ nicht nur die nach dem ML–Kriterium wahrscheinlichste Informationssequenz u, sondern es gilt auch hier die Identität: υ = u.

Anmerkung: Bei der beschriebenen Decodierung wurde von der bereits in der Überschrift enthaltenen Information „Fehlerfreier Fall” natürlich kein Gebrauch gemacht wurde.

Decodierbeispiele für den fehlerbehafteten Fall (1)

Es folgen zwei weitere Beispiele zur Viterbi–Decodierung. Die Berechnung der Fehlergrößen Γ_i(S_μ) geschieht wie auf Seite 2 beschrieben und auf der letzten Seite für den fehlerfreien Fall demonstriert.

Als Resümee dieses ersten Beispiels mit obigem Trellis ist festzuhalten:

• Auch hier lässt sich ein eindeutiger Pfad (dunkelgraue Markierung) zurückverfolgen, der zu den folgenden Ergebnissen führt (erkennbar an den Beschriftungen bzw. den Farben dieses Pfades):

\[\underline{z} \hspace{-0.15cm} = \hspace{-0.15cm} \big (00\hspace{0.05cm}, 11\hspace{0.05cm}, 10\hspace{0.05cm}, 00\hspace{0.05cm}, 01\hspace{0.05cm}, 01\hspace{0.05cm}, 11 \hspace{0.05cm} \big ) \hspace{0.05cm},\]

\[ \underline{\upsilon} \hspace{-0.15cm} = \hspace{-0.15cm} \big (0\hspace{0.05cm}, 1\hspace{0.05cm}, 0\hspace{0.05cm}, 1\hspace{0.05cm}, 1\hspace{0.05cm}, 0\hspace{0.05cm}, 0 \hspace{0.05cm} \big ) \hspace{0.05cm}.\]

• Der Vergleich der am wahrscheinlichsten gesendeten Codesequenz z mit dem Empfangsvektor y zeigt, dass hier zwei Bitfehler (am Beginn) vorlagen. Da aber der verwendete Faltungscode die freie Distanz d_F = 5 aufweist, führen zwei Fehler noch nicht zu einem falschen Decodierergebnis.
  

• Es gibt andere Pfade wie zum Beispiel den heller markierten Pfad (S₀ → S₁ → S₃ → S₃ → S₃ → S₂ → S₀ → S₀), die zunächst als vielversprechend erscheinen. Erst im letzten Decodierschritt (i = 7) kann dieser hellgraue Pfad endgültig verworfen werden.
  

• Dieses Beispiel zeigt, dass eine zu frühe Entscheidung oft zu einem Decodierfehler führt, und man erkennt auch die Zweckmäßigkeit der Terminierung: Bei endgültiger Entscheidung zum Zeitpunkt i = 5 (dem Ende der eigentlichen Informationssequenz) wären die Sequenzen (0, 1, 0, 1, 1) und (1, 1, 1, 1, 0) noch als gleichwahrscheinlich angesehen worden.
  
  

Anmerkung: Bei der Berechnung von Γ₅(S₀) = 3 und Γ₅(S₁) = 3 führen hier jeweils die beiden Vergleichszweige zur gleichen minimalen Fehlergröße. In der Grafik sind diese beiden Sonderfälle durch Strichpunktierung markiert.

In diesem Beispiel hat dieser Sonderfall keine Auswirkung auf die Pfadsuche. Der Algorithmus erwartet trotzdem stets eine Entscheidung zwischen zwei konkurrierenden Zweigen. In der Praxis hilft man sich dadurch, dass man bei Gleichheit einen der beiden Pfade zufällig auswählt.

Decodierbeispiele für den fehlerbehafteten Fall (2)

Im letzten Beispiel gehen wir stets von folgenden Voraussetzungen bezüglich Quelle und Coder aus:

\[\underline{u} = \big (1\hspace{0.05cm}, 1\hspace{0.05cm}, 0\hspace{0.05cm}, 0\hspace{0.05cm}, 1 \hspace{0.05cm}, 0\hspace{0.05cm}, 0 \big )\hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm} \underline{x} = \big (11\hspace{0.05cm}, 01\hspace{0.05cm}, 01\hspace{0.05cm}, 11\hspace{0.05cm}, 11\hspace{0.05cm}, 10\hspace{0.05cm}, 11 \hspace{0.05cm} \hspace{0.05cm} \big ) \hspace{0.05cm}.\]

Aus der ersten der beiden Grafiken erkennt man, dass sich hier der Decoder trotz dreier Bitfehler für den richtigen Pfad (dunkle Hinterlegung) entscheidet. Es gibt also nicht immer eine Fehlentscheidung, wenn mehr als d_F/2 Bitfehler aufgetreten sind.

In der unteren Grafik ist noch ein vierter Bitfehler in Form von y₇ = (01) hinzugefügt:

• Nun führen beide Zweige im Schritt i = 7 zur minimalen Fehlergröße Γ₇(S₀) = 4, erkennbar an den strichpunktierten Übergängen. Entscheidet man sich im dann erforderlichen Losverfahren für den dunkel hinterlegten Pfad, so wird auch bei vier Bitfehlern noch die richtige Entscheidung getroffen.
  

• Andernfalls kommt es zu einer Fehlentscheidung. Je nachdem, wie das Auswürfeln im Schritt i = 6 zwischen den beiden strichpunktierten Konkurrenten ausgeht, entscheidet man sich entweder für den violetten oder den hellgrauen Pfad. Mit dem richtigen Pfad haben beide wenig gemein.
  

Zusammenhang zwischen Hamming–Distanz und Korrelation

Insbesondere beim BSC–Modell – aber auch bei jedem anderen Binärkanal  ⇒  Eingang x_i ∈ {0, 1}, Ausgang y_i ∈ {0, 1} wie zum Beispiel dem Gilbert–Elliott–Modell – liefert die Hamming–Distanz d_H(x, y) genau die gleiche Information über die Ähnlichkeit der Eingangsfolge x und der Ausgangsfolge y wie das innere Produkt. Nimmt man an, dass die beiden Folgen in bipolarer Darstellung vorliegen (gekennzeichnet durch Tilden) und dass die Folgenlänge jeweils L ist, so gilt für das innere Produkt:

\[<\hspace{-0.1cm}\underline{\tilde{x}}, \hspace{0.05cm}\underline{\tilde{y}} \hspace{-0.1cm}> \hspace{0.15cm} = \sum_{i = 1}^{L} \tilde{x}_i \cdot \tilde{y}_i \hspace{0.3cm}{\rm mit } \hspace{0.2cm} \tilde{x}_i = 1 - 2 \cdot x_i \hspace{0.05cm},\hspace{0.2cm} \tilde{y}_i = 1 - 2 \cdot y_i \hspace{0.05cm},\hspace{0.2cm} \tilde{x}_i, \hspace{0.05cm}\tilde{y}_i \in \hspace{0.1cm}\{ -1, +1\} \hspace{0.05cm}.\]

Wir bezeichnen dieses innere Produkt manchmal auch als „Korrelationswert”. Die Anführungszeichen sollen darauf hinweisen, dass der Wertebereich eines Korrelationskoeffizienten eigentlich ±1 ist.

: Wir betrachten hier zwei Binärfolgen der Länge L = 10:

• Links dargestellt sind die unipolaren Folgen x und y sowie das Produkt x · y. Man erkennt die Hamming–Distanz d_H(x, y) = 6  ⇒  sechs Bitfehler an den Pfeilpositionen. Das innere Produkt 〈x · y〉 = 0 hat hier keine Aussagekraft. Zum Beispiel ist 〈0 · y〉 unabhängig von y stets Null.

• Die Hamming–Distanz d_H = 6 erkennt man auch aus der bipolaren (antipodalen) Darstellung der rechten Grafik. Die „Korrelationswert” hat aber nun den richtigen Wert 4 · (+1) + 6 · (–1) = –2. Es gilt der deterministische Zusammenhang zwischen den beiden Größen mit der Folgenlänge L:

\[<\hspace{-0.1cm}\underline{\tilde{x}}, \hspace{0.05cm}\underline{\tilde{y}} \hspace{-0.1cm}> \hspace{0.15cm} = L - 2 \cdot d_{\rm H} (\underline{\tilde{x}}, \hspace{0.05cm}\underline{\tilde{y}})\hspace{0.05cm}.\]

Interpretieren wir nun diese Gleichung für einige Sonderfälle:

• Identische Folgen: Die Hamming–Distanz ist gleich 0 und der „Korrelationswert” gleich L.
  

• Invertierte: Folgen: Die Hamming–Distanz ist gleich L und der „Korrelationswert” gleich –L.
  

• Unkorrelierte Folgen: Die Hamming–Distanz ist gleich L/2, der „Korrelationswert” gleich 0.