Digitalsignalübertragung/Lineare Nyquistentzerrung: Unterschied zwischen den Versionen

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[[Datei:P ID1425 Dig T 3 5 S2b version1.png|rechts|Eingangs- und Ausgangsimpuls des optimalen Nyquistentzerrers]]<br>
 
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Daraus erhält man die optimalen Filterkoeffizienten <nobr><i>k</i><sub>0</sub> = 1.116</nobr> und <i>k</i><sub>1</sub> = 0.239. Das mittlere Diagramm zeigt, dass damit der erste Vorläufer und der erste Nachläufer kompensiert werden können und zugleich <i>g<sub>d</sub></i>(0) = 1 gilt (gelbe Hinterlegung). Die weiteren Detektionsgrundimpulswerte (blaue Kreise) sind aber von 0 verschieden und bewirken Impulsinterferenzen.<br><br>
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Daraus erhält man die optimalen Filterkoeffizienten <i>k</i><sub>0</sub> = 1.116 und <i>k</i><sub>1</sub> = 0.239. Das mittlere Diagramm zeigt, dass damit der erste Vorläufer und der erste Nachläufer kompensiert werden können und zugleich <i>g<sub>d</sub></i>(0) = 1 gilt (gelbe Hinterlegung). Die weiteren Detektionsgrundimpulswerte (blaue Kreise) sind aber von 0 verschieden und bewirken Impulsinterferenzen.<br><br>
  
 
Das untere Diagramm zeigt, dass mit einem Filter zweiter Ordnung (<i>N</i> = 2) Nulldurchgänge bei &plusmn;<i>T</i> und bei &plusmn;2<i>T</i> erzwungen werden, wenn die Koeffizienten <i>k</i><sub>0</sub> = 1.127, <i>k</i><sub>1</sub> = 0.219 und <i>k</i><sub>2</sub> = 0.075 geeignet gewählt sind. Das Gleichungssystem zur Bestimmung der optimalen Koeffizienten lautet dabei:
 
Das untere Diagramm zeigt, dass mit einem Filter zweiter Ordnung (<i>N</i> = 2) Nulldurchgänge bei &plusmn;<i>T</i> und bei &plusmn;2<i>T</i> erzwungen werden, wenn die Koeffizienten <i>k</i><sub>0</sub> = 1.127, <i>k</i><sub>1</sub> = 0.219 und <i>k</i><sub>2</sub> = 0.075 geeignet gewählt sind. Das Gleichungssystem zur Bestimmung der optimalen Koeffizienten lautet dabei:
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*Im Grenzübergang <i>N</i> &#8594; &#8734; (in der Praxis heißt das: ein Filter mit sehr vielen Koeffizienten) ist eine vollständige Nyquistentzerrung und damit eine impulsinterferenzfreie Übertragung möglich.<br>
 
*Im Grenzübergang <i>N</i> &#8594; &#8734; (in der Praxis heißt das: ein Filter mit sehr vielen Koeffizienten) ist eine vollständige Nyquistentzerrung und damit eine impulsinterferenzfreie Übertragung möglich.<br>
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== Beschreibung im Frequenzbereich (1) ==
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Die Tatsache, dass sich der optimale Nyquistentzerrer multiplikativ aus
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*dem Matched&ndash;Filter <i>H</i><sub>MF</sub>(<i>f</i>) = <i>H</i><sub>S</sub><sup>&#8727;</sup>(<i>f</i>) &middot; <i>H</i><sub>K</sub><sup>&#8727;</sup>(<i>f</i>) &ndash; also angepasst an den Empfangsgrundimpuls &ndash;<br>
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*und einem Transversalfilter <i>H</i><sub>TF</sub>(<i>f</i>) mit unendlich vielen Filterkoeffizienten<br><br>
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zusammensetzt, folgt aus dem ersten Nyquistkriterium. Durch Anwendung der <i>Variationsrechnung</i> erhält man den Frequenzgang des Transversalfilters (siehe Söder, G.; Tröndle, K.: ''Digitale Übertragungssysteme - Theorie, Optimierung & Dimensionierung der Basisbandsysteme.'' Berlin – Heidelberg: Springer, 1985.):
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:<math>H_{\rm TF}(f) = \frac{1}{\sum\limits_{\kappa = -\infty}^{+\infty}  |H_{\rm SK}(f -
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\frac{\kappa}{T})
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|^2} \hspace{0.3cm}{\rm{mit}}\hspace{0.3cm}H_{\rm SK}(f) = H_{\rm S}(f)\cdot H_{\rm K}(f)
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Die Grafik zeigt diesen Verlauf in logarithmierter Form für rechteckförmige NRZ&ndash;Sendeimpulse und ein Koaxialkabel mit der charakteristischen Kabeldämpfung
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*<i>a</i><sub>&#8727;</sub> = 0 dB &nbsp;&#8658;&nbsp; grüne Null&ndash;Linie,<br>
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*<i>a</i><sub>&#8727;</sub> = 40 dB &nbsp;&#8658;&nbsp; blauer Funktionsverlauf,<br>
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*<i>a</i><sub>&#8727;</sub> = 80 dB &nbsp;&#8658;&nbsp; roter Funktionsverlauf.<br><br>
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[[Datei:P ID1426 Dig T 3 5 S3 version1.png|Logarithmierter Frequenzgang des Transversalfilters|class=fit]]<br>
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Man erkennt aus obiger Gleichung und dieser Skizze:
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*<i>H</i><sub>TF</sub>(<i>f</i>) ist reell, woraus sich die symmetrische Struktur des Transversalfilters ergibt: <i>k</i><sub>&ndash;&lambda;</sub> = <i>k</i><sub>&lambda;</sub>.<br>
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*<i>H</i><sub>TF</sub>(<i>f</i>) ist eine mit der Frequenz 1/<i>T</i> periodische Funktion.<br>
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*Die Koeffizienten ergeben sich somit aus der Fourierreihe (angewandt auf die Spektralfunktion):
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::<math>k_\lambda =T \cdot \int_{-1/(2T)}^{+1/(2T)}\frac{\cos(2 \pi f \lambda T)}  {\sum\limits_{\kappa = -\infty}^{+\infty}  |H_{\rm SK}(f -
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{\kappa}/{T})
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|^2} \hspace{0.2cm} {\rm d} f \hspace{0.25cm}\Rightarrow \hspace{0.25cm}H_{\rm TF}(f) =
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\sum\limits_{\lambda = -\infty}^{+\infty} k_\lambda \cdot {\rm
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e}^{-{\rm  j}2 \pi f \lambda T}\hspace{0.05cm}.</math>
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Die Bildbeschreibung wird auf der nächsten Seite fortgesetzt.<br>
  
 
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Version vom 26. Dezember 2016, 23:41 Uhr

Struktur des optimalen Nyquistentzerrers


In diesem Abschnitt gehen wir von folgendem Blockschaltbild eines Binärsystems aus.

Blockschaltbild des optimalen Nyquistentzerrers

Hierzu ist anzumerken:

  • Die Diracquelle liefert die zu übertragende Nachricht (Amplitudenkoeffizienten aν) in binärer bipolarer Form. Sie wird als redundanzfrei vorausgesetzt.
  • Die Sendeimpulsform gs(t) wird durch den Senderfrequenzgang HS(f) berücksichtigt. Bei allen Beispielen ist HS(f) = si(π f T) zugrunde gelegt.
  • Bei manchen Herleitungen werden Sender und Kanal – hierfür wird meist ein Koaxialkabel angenommen – durch den gemeinsamen Frequenzgang HSK(f) = HS(f) · HK(f) zusammengefasst.
  • Das Empfangsfilter HE(f) setzt sich multiplikativ aus dem Matched–Filter HMF(f) = HSK(f) und dem Transversalfilter HTF(f) zusammen, zumindest kann es gedanklich so aufgespalten werden.
  • Der Gesamtfrequenzgang zwischen der Diracquelle und dem Schwellenwertentscheider soll die erste Nyquistbedingung erfüllen. Es muss also gelten:
\[H_{\rm S}(f) \cdot H_{\rm K}(f) \cdot H_{\rm MF}(f) \cdot H_{\rm TF}(f) = H_{\rm Nyq}(f) \hspace{0.05cm}.\]
  • Mit dieser Bedingung ergibt sich die maximale Augenöffnung (keine Impulsinterferenzen). Deshalb gelten für das Detektions–SNR und den Systemwirkungsgrad bei binärer Signalisierung:
\[\rho_d = \frac{2 \cdot s_0^2 \cdot T}{\sigma_d^2} = \frac{2 \cdot s_0^2 \cdot T}{N_0}\cdot \frac{1}{\sigma_{d,\hspace{0.05cm} {\rm norm}}^2} \hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm} \eta = \frac{\rho_d }{\rho_{d,\hspace{0.05cm} {\rm max}}} = \frac{\rho_d }{2 \cdot s_0^2 \cdot T/N_0} = \frac{1}{\sigma_{d,\hspace{0.05cm} {\rm norm}}^2} \hspace{0.05cm}.\]
  • Die Optimierungsaufgabe beschränkt sich also darauf, das Empfangsfilter HE(f) so zu bestimmen, dass die normierte Rauschleistung vor dem Entscheider den kleinstmöglichen Wert annimmt:
\[\sigma_{d,\hspace{0.05cm} {\rm norm}}^2 = \frac{\sigma_d^2}{N_0/ T} =T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty} |H_{\rm E}(f)|^2 \,{\rm d} f \stackrel {!}{=} {\rm Minimum}\hspace{0.05cm}.\]
  • Wir bezeichnen die Konfiguration als Optimale Nyquistentzerrung (ONE). Obwohl diese auch – und besonders effektiv – bei Mehrstufensystemen anwendbar ist, setzen wir zunächst M = 2.

Wirkungsweise des Transversalfilters (1)


Verdeutlichen wir uns zunächst die Aufgabe des symmetrischen Transversalfilters

\[H_{\rm TF}(f) \hspace{0.4cm}\bullet\!\!-\!\!\!-\!\!\!-\!\!\circ \hspace{0.4cm} h_{\rm TF}(t) = \sum_{\lambda = -N}^{+N} k_\lambda \cdot \delta(t - \lambda \cdot T) \hspace{0.05cm}.\]

N gibt die Ordnung des Filters an. Für die Filterkoeffizienten gilt k–λ = kλ. Dieses Filter ist somit durch die Koeffizienten k0, ... , kN vollständig bestimmt. Die Grafik zeigt ein Filter zweiter Ordnung (N = 2).

Transversalfilter als Teil des optimalen Nyquistentzerrers

Für den Eingangsimpuls gm(t) setzen wir ohne Einschränkung der Allgemeingültigkeit voraus, dass dieser

  • symmetrisch um t = 0 ist (Ausgang des Matched–Filters),
  • zu den Zeiten νT und –νT den Wert gm(ν) besitzt.

Damit sind die Eingangsimpulswerte:

\[...\hspace{0.2cm} , g_m(3),\hspace{0.15cm}g_m(2),\hspace{0.15cm}g_m(1),\hspace{0.15cm}\hspace {0.15cm}g_m(0),\hspace{0.15cm}g_m(1),\hspace{0.15cm}g_m(2),\hspace{0.15cm}g_m(3),\hspace{0.1cm} ... \hspace{0.05cm}.\]

Für den Detektionsgrundimpuls gd(t) am Filterausgang ergeben sich demzufolge zu den Zeitpunkten νT mit den Abkürzungen g0 = gd(t = 0), g1 = gd(t = ±T), g2 = gd(t = ±2T) folgende Werte:

\[ t = 0\hspace{-0.1cm}:\hspace{0.2cm}g_0 = k_0 \cdot g_m(0) + k_1 \cdot 2 \cdot g_m(1) \hspace{1.23cm}+k_2 \cdot 2 \cdot g_m(2),\hspace{0.05cm} \] \[ t = \pm T\hspace{-0.1cm}:\hspace{0.2cm}g_1 = k_0 \cdot g_m(1) + k_1 \cdot [g_m(0)+g_m(2)]+ k_2 \cdot [g_m(1)+g_m(3)], \] \[ t = \pm 2T\hspace{-0.1cm}:\hspace{0.2cm}g_2 = k_0 \cdot g_m(2) + k_1 \cdot [g_m(1)+g_m(3)]+ k_2 \cdot [g_m(2)+g_m(4)] \hspace{0.05cm}. \]

Aus diesem System mit drei linear unabhängigen Gleichungen kann man nun die Filterkoeffizienten k0, k1 und k2 so bestimmen, dass der Detektionsgrundimpuls gd(t) durch die normierten Stützstellen

\[...\hspace{0.15cm} , g_3,\hspace{0.25cm}g_2 = 0 ,\hspace{0.15cm}g_1 = 0 ,\hspace{0.15cm}g_0 = 1,\hspace{0.15cm}g_1 = 0 ,\hspace{0.15cm}g_2 = 0 ,\hspace{0.25cm}g_3 ,\hspace{0.15cm} ...\]

vollständig gegeben ist. Auf der nächsten Seite wird die Optimierung der Filterkoeffizienten an einem einfachen Beispiel verdeutlicht.

Wirkungsweise des Transversalfilters (2)


: Wir gehen von dem symmetrischen Eingangssignal entsprechend dem oberen Diagramm aus. Mit der Abkürzung gm(ν) = gmν · T) gibt es folgende Abtastwerte im Abstand der Symboldauer T:

\[g_m(t) = {\rm exp }\left ( - \sqrt{2 \cdot |t|/T}\right )\]

\[\Rightarrow \hspace{0.3cm} g_m(0) = 1 ,\hspace{0.15cm}g_m(1)= 0.243,\hspace{0.15cm}g_m(2)= 0.135,\hspace{0.15cm}g_m(3)= 0.086, \hspace{0.15cm}g_m(4)= 0.059 \hspace{0.05cm}.\]

Für den Ausgangsimpuls soll gd(0) = 1 und gdT) = 0 gelten. Hierzu eignet sich ein Laufzeitfilter erster Ordnung mit den Koeffizienten k0 und k1, die folgende Bedingungen erfüllen müssen:

\[t = \pm T\hspace{-0.1cm} : \hspace{0.2cm}g_1 = k_0 \cdot 0.243 + k_1 \cdot [1.000 +0.135] = 0\hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm}{k_1} = -0.214 \cdot {k_0}\hspace{0.05cm},\] \[ t = 0 \hspace{-0.1cm} : \hspace{0.2cm}g_0 = k_0 \cdot 1.000 + k_1 \cdot 2 \cdot 0.243= 1\hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm}0.896 \cdot {k_0} = 1 \hspace{0.05cm}.\]

Eingangs- und Ausgangsimpuls des optimalen Nyquistentzerrers

Daraus erhält man die optimalen Filterkoeffizienten k0 = 1.116 und k1 = 0.239. Das mittlere Diagramm zeigt, dass damit der erste Vorläufer und der erste Nachläufer kompensiert werden können und zugleich gd(0) = 1 gilt (gelbe Hinterlegung). Die weiteren Detektionsgrundimpulswerte (blaue Kreise) sind aber von 0 verschieden und bewirken Impulsinterferenzen.

Das untere Diagramm zeigt, dass mit einem Filter zweiter Ordnung (N = 2) Nulldurchgänge bei ±T und bei ±2T erzwungen werden, wenn die Koeffizienten k0 = 1.127, k1 = 0.219 und k2 = 0.075 geeignet gewählt sind. Das Gleichungssystem zur Bestimmung der optimalen Koeffizienten lautet dabei:

\[t = 0\hspace{-0.1cm}:\hspace{0.2cm}g_0 = k_0 \cdot 1.000 + k_1 \cdot 2 \cdot 0.243 + k_2 \cdot 2 \cdot 0.135 = 1\hspace{0.05cm},\\ t= \pm T\hspace{-0.1cm}:\hspace{0.2cm}g_1 = k_0 \cdot 0.243 + k_1 \cdot [1.000+0.135]+ k_2 \cdot [0.243+0.086] = 0\hspace{0.05cm}, \\ t = \pm 2 T\hspace{-0.1cm}:\hspace{0.2cm}g_2 = k_0 \cdot 0.135 + k_1 \cdot [0.243+0.086]+ k_2 \cdot [1.000 + 0.059]= 0 \hspace{0.05cm}.\]


Die Ergebnisse können wie folgt verallgemeinert werden:

  • Mit einem Laufzeitfilter N–ter Ordnung können der Hauptwert gd(0) zu 1 (normiert) sowie die ersten N Nachläufer und die ersten N Vorläufer zu Null gemacht werden.
  • Weitere Vor– und Nachläufer (|ν| > N) lassen sich so nicht kompensieren. Es ist auch möglich, dass diese außerhalb des Kompensationsbereichs vergrößert werden oder sogar neu entstehen.
  • Im Grenzübergang N → ∞ (in der Praxis heißt das: ein Filter mit sehr vielen Koeffizienten) ist eine vollständige Nyquistentzerrung und damit eine impulsinterferenzfreie Übertragung möglich.

Beschreibung im Frequenzbereich (1)


Die Tatsache, dass sich der optimale Nyquistentzerrer multiplikativ aus

  • dem Matched–Filter HMF(f) = HS(f) · HK(f) – also angepasst an den Empfangsgrundimpuls –
  • und einem Transversalfilter HTF(f) mit unendlich vielen Filterkoeffizienten

zusammensetzt, folgt aus dem ersten Nyquistkriterium. Durch Anwendung der Variationsrechnung erhält man den Frequenzgang des Transversalfilters (siehe Söder, G.; Tröndle, K.: Digitale Übertragungssysteme - Theorie, Optimierung & Dimensionierung der Basisbandsysteme. Berlin – Heidelberg: Springer, 1985.):

\[H_{\rm TF}(f) = \frac{1}{\sum\limits_{\kappa = -\infty}^{+\infty} |H_{\rm SK}(f - \frac{\kappa}{T}) |^2} \hspace{0.3cm}{\rm{mit}}\hspace{0.3cm}H_{\rm SK}(f) = H_{\rm S}(f)\cdot H_{\rm K}(f) \hspace{0.05cm}.\]

Die Grafik zeigt diesen Verlauf in logarithmierter Form für rechteckförmige NRZ–Sendeimpulse und ein Koaxialkabel mit der charakteristischen Kabeldämpfung

  • a = 0 dB  ⇒  grüne Null–Linie,
  • a = 40 dB  ⇒  blauer Funktionsverlauf,
  • a = 80 dB  ⇒  roter Funktionsverlauf.

Logarithmierter Frequenzgang des Transversalfilters

Man erkennt aus obiger Gleichung und dieser Skizze:

  • HTF(f) ist reell, woraus sich die symmetrische Struktur des Transversalfilters ergibt: k–λ = kλ.
  • HTF(f) ist eine mit der Frequenz 1/T periodische Funktion.
  • Die Koeffizienten ergeben sich somit aus der Fourierreihe (angewandt auf die Spektralfunktion):
\[k_\lambda =T \cdot \int_{-1/(2T)}^{+1/(2T)}\frac{\cos(2 \pi f \lambda T)} {\sum\limits_{\kappa = -\infty}^{+\infty} |H_{\rm SK}(f - {\kappa}/{T}) |^2} \hspace{0.2cm} {\rm d} f \hspace{0.25cm}\Rightarrow \hspace{0.25cm}H_{\rm TF}(f) = \sum\limits_{\lambda = -\infty}^{+\infty} k_\lambda \cdot {\rm e}^{-{\rm j}2 \pi f \lambda T}\hspace{0.05cm}.\]

Die Bildbeschreibung wird auf der nächsten Seite fortgesetzt.