Mobile Kommunikation/Mehrwegeempfang beim Mobilfunk: Unterschied zwischen den Versionen

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== Zeitinvariante Beschreibung des Zweiwegekanals==
 
== Zeitinvariante Beschreibung des Zweiwegekanals==
 
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Wir gehen von dem in der Grafik dargestellten Szenario aus. Dabei wird vorausgesetzt:
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Wir gehen von dem in der Grafik dargestellten Szenario aus.&nbsp; Dabei wird vorausgesetzt:
 
[[Datei:P ID2146 Mob T 2 2 S1 v1.png|right|frame|Zeitinvariante Betrachtung des Zweiwegekanals|class=fit]]
 
[[Datei:P ID2146 Mob T 2 2 S1 v1.png|right|frame|Zeitinvariante Betrachtung des Zweiwegekanals|class=fit]]
*Sender und Empfänger sind ruhend. Dann ist sowohl die Kanal&ndash;Übertragungsfunktion als auch die Impulsantwort zeitunabhängig. Für alle Zeiten $t$ gilt $H(f, \hspace{0.05cm}t) = H(f)$ und $h(\tau, \hspace{0.05cm}t) = h(\tau)$.<br>
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*Sender und Empfänger sind&nbsp; '''ruhend''':&nbsp; <br>Dann ist sowohl die Kanal&ndash;Übertragungsfunktion als auch die Impulsantwort zeitunabhängig.&nbsp; Für alle Zeiten&nbsp; $t$&nbsp; gilt&nbsp; $H(f, \hspace{0.05cm}t) = H(f)$&nbsp; und&nbsp; $h(\tau, \hspace{0.05cm}t) = h(\tau)$.<br>
  
 
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*Ein&nbsp; '''Zweiwegekanal''': &nbsp; <br>Das Sendesignal&nbsp; $s(t)$&nbsp; erreicht den Empfänger auf direktem Pfad mit der Weglänge&nbsp; $d_1$.&nbsp; Es gibt ein Echo aufgrund des reflektierenden Erdbodens&nbsp; $($die Gesamtweglänge ist&nbsp; $d_2)$.
*Ein Zweiwegekanal: Das Sendesignal $s(t)$ erreicht den Empfänger auf direktem Pfad mit der Weglänge $d_1$ und es gibt ein Echo aufgrund des reflektierenden Erdbodens (Distanz $d_2$).
 
 
 
 
 
<i>Hinweis:</i> Die hier behandelte Thematik  ist Gegenstand des Applets [[Auswirkungen von Mehrwegeempfang ]].
 
  
  
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::<math>r(t) = r_1(t) + r_2(t) = k_1 \cdot s( t - \tau_1) + k_2 \cdot s( t - \tau_2)
 
::<math>r(t) = r_1(t) + r_2(t) = k_1 \cdot s( t - \tau_1) + k_2 \cdot s( t - \tau_2)
   \hspace{0.05cm},</math>
+
   \hspace{0.05cm}.</math>
 
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<br clear=all>
wobei die folgenden Aussagen zu beachten sind:
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Dabei sind die folgenden Aussagen zu beachten:
*Das über den Direktpfad empfangene Signal $r_1(t)$ ist gegenüber dem Sendesignal $s(t)$ um den Faktor $k_1$ gedämpft und um die Laufzeit $\tau_1$ verzögert.<br>
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*Das über den Direktpfad empfangene Signal&nbsp; $r_1(t)$&nbsp; ist gegenüber dem Sendesignal&nbsp; $s(t)$&nbsp; um den Faktor&nbsp; $k_1$&nbsp; gedämpft und um die Laufzeit&nbsp; $\tau_1$&nbsp; verzögert.<br>
  
*Der Dämpfungsfaktor $k_1$ wird mit dem [[Mobile_Kommunikation/Distanzabh%C3%A4ngige_D%C3%A4mpfung_und_Abschattung#Gebr.C3.A4uchliches_Pfadverlustmodell|Pfadverlustmodell]] berechnet. $k_1$  ist um so kleiner und somit der Verlust um so größer, je größer die Sendefrequenz $f_{\rm S}$, die Distanz $d_1$ und der Exponent $\gamma$ sind.<br>
+
*Der Dämpfungsfaktor&nbsp; $k_1$&nbsp; wird mit dem&nbsp; [[Mobile_Kommunikation/Distanzabh%C3%A4ngige_D%C3%A4mpfung_und_Abschattung#Gebr.C3.A4uchliches_Pfadverlustmodell|Pfadverlustmodell]]&nbsp; berechnet.&nbsp; $k_1$&nbsp; ist um so kleiner und somit der Verlust um so größer, je größer die Sendefrequenz&nbsp; $f_{\rm S}$,&nbsp; die Distanz&nbsp; $d_1$&nbsp; und der Exponent&nbsp; $\gamma$&nbsp; sind.<br>
  
*Die Laufzeit $\tau_1 = d_1/c$ nimmt proportional mit der Wegelänge $d_1$ zu. Beispielsweise ergibt sich für die Distanz $d_1 =  3 \ \rm  km$ mit der Lichtgeschwindigkeit $c = 3 \cdot  10^8 \ \rm  m/s$ die Verzögerung $\tau_1  = 10 \ \rm  \mu s$.<br>
+
*Die Laufzeit&nbsp; $\tau_1 = d_1/c$&nbsp; nimmt proportional mit der Wegelänge&nbsp; $d_1$&nbsp; zu.&nbsp; Beispielsweise ergibt sich für die Distanz&nbsp; $d_1 =  3 \ \rm  km$&nbsp; mit der Lichtgeschwindigkeit&nbsp; $c = 3 \cdot  10^8 \ \rm  m/s$&nbsp; die Verzögerung&nbsp; $\tau_1  = 10 \ \rm  &micro; s$.<br>
  
*Wegen der größeren Weglänge $(d_2 > d_1)$  weist der zweite Pfad  eine größere Dämpfung auf &nbsp; &#8658; &nbsp; kleinerer Vorfaktor &nbsp; &#8658; &nbsp; $(|k_2| < |k_1|)$ und dementsprechend auch eine größere Laufzeit $(\tau_2 > \tau_1)$.<br>
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*Wegen der größeren Weglänge&nbsp; $(d_2 > d_1)$&nbsp; weist der zweite Pfad  eine größere Dämpfung auf &nbsp; &#8658; &nbsp; kleinerer Vorfaktor &nbsp; &#8658; &nbsp; $(|k_2| < |k_1|)$&nbsp; und dementsprechend auch eine größere Laufzeit&nbsp; $(\tau_2 > \tau_1)$.<br>
  
*Außerdem ist zu berücksichtigen, dass die Reflexion an Gebäuden oder dem Erdboden zu einer Phasendrehung um $\pi \ (180^\circ)$ führt. Damit wird der Faktor $k_2$ negativ. Im Folgenden wird allerdings das negative Vorzeichen von $k_2$ außer Acht gelassen.<br><br>
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*Außerdem ist zu berücksichtigen, dass die Reflexion an Gebäuden oder dem Erdboden zu einer Phasendrehung um&nbsp; $\pi \ (180^\circ)$&nbsp; führt.&nbsp; Damit wird der Faktor&nbsp; $k_2$&nbsp; negativ.&nbsp; Im Folgenden wird allerdings das negative Vorzeichen von&nbsp; $k_2$&nbsp; außer Acht gelassen.<br><br>
  
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<i>Hinweis:</i> &nbsp; Wir verweisen hier auf das SWF&ndash;Applet&nbsp; [[Applets:Frequenzselektivitaet|Mehrwegeausbreitung und Frequenzselektivität ]].
  
  
 
==Einfaches  zeitinvariantes Modell des Zweiwegekanals==
 
==Einfaches  zeitinvariantes Modell des Zweiwegekanals==
 
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Für die Frequenzselektivität haben Pfadverlust (gekennzeichnet durch $k_1$) und Grundlaufzeit $\tau_1$ keine Bedeutung. Entscheidend sind hier Pfaddverlustunterschiede und Laufzeitdifferenzen.
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[[Datei:P ID2147 Mob T 2 2 S1b v2.png|right|frame|Ersatzmodell für den Zweiwegekanal]]
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Für die Frequenzselektivität haben  
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*der Pfadverlust&nbsp; $($gekennzeichnet durch&nbsp; $k_1)$&nbsp; und  
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*die Grundlaufzeit&nbsp; $\tau_1$&nbsp;
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keine Bedeutung.&nbsp; Entscheidend sind hier lediglich Pfadverlustunterschiede und Laufzeitdifferenzen.
  
[[Datei:P ID2147 Mob T 2 2 S1b v2.png|right|frame|Ersatzmodell für den Zweiwegekanal]]
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Wir beschreiben nun den Zweiwegekanal mit den neuen Kenngrößen&nbsp;
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:$$k_0 = |k_2 /k_1 |,$$
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:$$\tau_0 = \tau_2 - \tau_1.$$
  
Wir beschreiben nun den Zweiwegekanal mit den neuen Kenngrößen $k_0 = |k_2 /k_1 |$ und $\tau_0 = \tau_2 - \tau_1$ wie folgt:
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Damit erhält man:
 
::<math>r(t) = r_1(t) + k_0 \cdot r_1( t - \tau_0)  \hspace{0.5cm}{\rm mit} \hspace{0.5cm} r_1(t) = k_1 \cdot s( t - \tau_1)\hspace{0.05cm}.</math>
 
::<math>r(t) = r_1(t) + k_0 \cdot r_1( t - \tau_0)  \hspace{0.5cm}{\rm mit} \hspace{0.5cm} r_1(t) = k_1 \cdot s( t - \tau_1)\hspace{0.05cm}.</math>
  
Die Grafik veranschaulicht die Gleichung.
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Die Grafik veranschaulicht die Gleichung.&nbsp; Mit den weiteren Vereinfachungen&nbsp; $k_1 = 1$&nbsp; und&nbsp; $\tau_1 = 0$&nbsp; &nbsp; &#8658; &nbsp; $r_1(t) = s(t)$&nbsp; erhält man:
<br>
 
 
 
Mit den weiteren Vereinfachungen  $k_1 = 1$  und $\tau_1 = 0$  &nbsp; &#8658; &nbsp; $r_1(t) = s(t)$ erhält man:
 
  
 
::<math>r(t) = s(t) + k_0 \cdot s( t - \tau_0) \hspace{0.05cm}.</math>
 
::<math>r(t) = s(t) + k_0 \cdot s( t - \tau_0) \hspace{0.05cm}.</math>
  
Aus diesem vereinfachten Modell (ohne den grau hinterlegten Block in der Grafik) lassen sich wichtige Beschreibungsgrößen einfach berechnen:
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Aus diesem vereinfachten Modell&nbsp; (ohne den grau hinterlegten Block)&nbsp; lassen sich wichtige Beschreibungsgrößen einfach berechnen:
*Wendet man den [[Signaldarstellung/Gesetzm%C3%A4%C3%9Figkeiten_der_Fouriertransformation#Verschiebungssatz| Verschiebungssatz]] an, so kommt man zur Übertragungsfunktion
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*Wendet man den&nbsp;  [[Signaldarstellung/Gesetzm%C3%A4%C3%9Figkeiten_der_Fouriertransformation#Verschiebungssatz| Verschiebungssatz]]&nbsp; an, so kommt man zur Übertragungsfunktion
  
::<math>H(f) = {R(f)}/{S(f)} = 1 + k_0 \cdot {\rm e}^{  - {\rm j} \cdot 2 \pi f \cdot \tau_0} \hspace{0.05cm}.</math>
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::<math>H(f) = {R(f)}/{S(f)} = 1 + k_0 \cdot {\rm e}^{  - {\rm j} \hspace{0.05cm}\cdot \hspace{0.05cm}2 \pi f \hspace{0.05cm} \cdot \hspace{0.05cm} \tau_0} \hspace{0.05cm}.</math>
  
*Durch [[Signaldarstellung/Fouriertransformation_und_-rücktransformation#Das_zweite_Fourierintegral|Fourierrücktransformation]] erhält man dann die Impulsantwort
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*Durch&nbsp; [[Signaldarstellung/Fouriertransformation_und_-rücktransformation#Das_zweite_Fourierintegral|Fourierrücktransformation]]&nbsp; erhält man dann die Impulsantwort
  
 
::<math>h(\tau) =  1 + k_0 \cdot \delta(\tau - \tau_0) \hspace{0.05cm}.</math>
 
::<math>h(\tau) =  1 + k_0 \cdot \delta(\tau - \tau_0) \hspace{0.05cm}.</math>
  
 
{{GraueBox|TEXT=   
 
{{GraueBox|TEXT=   
$\text{Beispiel 1:}$&nbsp; Wir betrachten einen Zweiwegekanal mit Verzögerungszeit $\tau_0 = 2 \ \rm \mu s$ und verschiedene Dämpfungsfaktoren $k_0$ zwischen  $0$ und $1$.<br>
+
$\text{Beispiel 1:}$&nbsp; Wir betrachten einen Zweiwegekanal mit Verzögerungszeit&nbsp; $\tau_0 = 2 \ \rm &micro; s$&nbsp; und einige Dämpfungsfaktoren&nbsp; $k_0$&nbsp; zwischen&nbsp; $0$&nbsp; und&nbsp; $1$.<br>
  
[[Datei:P ID2148 Mob T 2 2 S1c v1.png|right|frame|Betrag der Übertragungsfunktion eines Zweiwegekanals (<i>τ</i><sub>0</sub> = 10 μs)]]
+
[[Datei:Mob_T_2_2_S1c_neu.png|right|frame|Betrag der Übertragungsfunktion eines Zweiwegekanals &nbsp; $(\tau_0 = 2 \ \rm &micro; s)$]]
  
Die Grafik zeigt den Betrag der Übertragungsfunktion im Bereich zwischen $\pm 1000 \ \rm kHz$. Man erkennt aus dieser Darstellung:
+
Die Grafik zeigt die Übertragungsfunktion betragsmäßig im Bereich&nbsp;  $\pm 1 \ \rm MHz$.  
*Die Übertragungsfunktion $H(f)$ und auch deren Betrag ist periodisch mit $1/\&tau_0 = 500 \ \rm kHz$.  
 
*Diese Frequenzperiode ist hier gleichzeitig die sogenannte <i>Kohärenzbandbreite</i>.<br>
 
  
*Die Schwankungen um den Mittelwert |<i>H</i>(<i>f</i>)| = 1 sind um so stärker, je größer der (relative) Beitrag <i>k</i><sub>0</sub> des Nebenpfades (also das Echo) ist.}}<br>
+
Man erkennt aus dieser Darstellung:
  
== Kohärenzbandbreite in Abhängigkeit von ''M'' ==
+
*Die Übertragungsfunktion&nbsp; $H(f)$&nbsp; und auch deren Betrag ist periodisch mit&nbsp; $1/\tau_0 = 500 \ \rm  kHz$.
<br>
+
Wir modifizieren nun das Zweiwegemodell dahingehend, dass wir mehr als zwei Pfade zulassen, wie es auch für den Mobilfunk zutrifft. Allgemein lautet somit das Mehrwege&ndash;Kanalmodell:
 
  
:<math>r(t) = \sum_{m = 1}^{M}\hspace{0.15cm} k_m \cdot s( t - \tau_m)
+
*Diese Frequenzperiode ist hier gleichzeitig die&nbsp; [[Mobile_Kommunikation/Das_GWSSUS–Kanalmodell#Kenngr.C3.B6.C3.9Fen_des_GWSSUS.E2.80.93Modells|Kohärenzbandbreite]] .<br>
\hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm} h(\tau) = \sum_{m = 1}^{M}\hspace{0.15cm} k_m \cdot \delta( \tau - \tau_m)
 
\hspace{0.05cm}.</math>
 
  
Wir vergleichen nun den <i>Zweiwegekanal</i> (<i>M</i> = 2) mit den Parametern
 
  
:<math>\tau_1 = 1\,\,{\rm \mu s}\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm} k_1 = 0.8\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm}
+
*Die Schwankungen um den Mittelwert&nbsp; $\vert H(f) \vert = 1$&nbsp; sind um so stärker, je größer der&nbsp; (relative)&nbsp; Beitrag&nbsp; $k_0$&nbsp; des Nebenpfades&nbsp; (also das Echo)&nbsp; ist.}}<br>
\tau_2 = 3\,\,{\rm \mu s}\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm} k_2 = 0.6</math>
 
  
und den folgenden <i>Dreiwegekanal</i> (<i>M</i> = 3):
+
== Kohärenzbandbreite in Abhängigkeit von ''M'' ==
 +
<br>
 +
Wir modifizieren nun das Zweiwegemodell dahingehend, dass wir mehr als zwei Pfade zulassen, wie es auch für den Mobilfunk zutrifft.
  
:<math>\tau_1 = 1\,\,{\rm \mu s}\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm} k_1 = 0.8\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm}
+
[[Datei:P ID2149 Mob T 2 2 S2a v1.png|right|frame|Betragsfrequenzgang bei&nbsp; $M = 2$&nbsp; (blau) und&nbsp; $M = 3$&nbsp; (rot) |class=fit]]
\tau_2 = 3\,\,{\rm \mu s}\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm} k_2 \approx 0.43\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm}
+
Allgemein lautet somit das Mehrwege&ndash;Kanalmodell:
\tau_3 = 9\,\,{\rm \mu s}\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm} k_3 \approx 0.43
 
\hspace{0.05cm}.</math>
 
  
Bei den gewählten Konstanten weisen beide Kanäle den quadratischen Mittelwert E[<i>k<sub>m</sub></i><sup>2</sup>] = 1 auf.<br>
+
:$$ = \sum_{m = 1}^{M}\hspace{0.15cm} k_m \cdot s( t - \tau_m)
 +
\hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm} h(\tau) = \sum_{m = 1}^{M}\hspace{0.15cm} k_m \cdot \delta( \tau - \tau_m)
 +
\hspace{0.05cm}.$$
  
[[Datei:P ID2149 Mob T 2 2 S2a v1.png||<i>H</i>(<i>f</i>)| bei <i>M</i> = 2 (blau) und <i>M</i> = 3 (rot) |class=fit]]<br>
+
Wir vergleichen nun
 +
*den "Zweiwegekanal"&nbsp; $(M = 2)$&nbsp; mit den Parametern
  
Die Grafik zeigt die Betragsfunktionen |<i>H</i>(<i>f</i>)| beider Kanäle und die zugehörigen Impulsantworten <i>h</i>(<i>&tau;</i>). Man erkennt aus diesen Darstellungen:
+
::<math>\tau_1 = 1\,\,{\rm &micro; s}\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm} k_1 = 0.8\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm}
*Beim blauen Kanal (<i>M</i> = 2) treten die Diracfunktionen in einem Bereich der Breite &Delta;<i>&tau;</i><sub>max</sub> = 2 &mu;s auf. Beim roten Kanal (<i>M</i> = 3) ist dieser Wert viermal so groß: &Delta;<i>&tau;</i><sub>max</sub> = 8 &mu;s.<br>
+
\tau_2 = 3\,\,{\rm &micro; s}\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm} k_2 = 0.6</math>
  
*Als erste Näherung für die noch zu definierende [http://www.lntwww.de/Mobile_Kommunikation/Das_GWSSUS%E2%80%93Kanalmodell#Kenngr.C3.B6.C3.9Fen_des_GWSSUS.E2.80.93Modells_.281.29 Kohärenzbandbreite] <i>B</i><sub>K</sub> verwendet man oft 1/&Delta;<i>&tau;</i><sub>max</sub>, die allerdings vom richtigen Wert um den Faktor 2 und mehr abweichen kann.<br>
+
*und den folgenden "Dreiwegekanal"&nbsp; $(M = 3)$:
  
*Die durch das Hochkomma bezeichnete einfache Näherung ergibt sich beim blauen Kanal zu <i>B</i><sub>K</sub>' = 500 kHz, beim roten Kanal ist diese mit <i>B</i><sub>K</sub>' = 125 kHz um den Faktor 4 kleiner.<br>
+
:$$\tau_1 = 1\,\,{\rm &micro; s}\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm} k_1 = 0.8\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm}
 +
\tau_2 = 3\,\,{\rm &micro; s}\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm} k_2 \approx 0.43\hspace{0.05cm}, $$
 +
:$$ \tau_3 = 9\,\,{\rm &micro; s}\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm} k_3 \approx 0.43
 +
\hspace{0.05cm}.$$
  
*Allgemein gilt: Ist die Signalbandbreite <i>B</i><sub>S</sub> = 1/<i>T</i><sub>S</sub> sehr viel kleiner als <i>B</i><sub>K</sub>, so kann der Kanal für dieses System als <i>nichtfrequenzselektiv</i> betrachtet werden (<i>T</i><sub>S</sub>: Symboldauer).<br>
+
Bei den gewählten Konstanten weisen beide Kanäle den quadratischen Mittelwert&nbsp; ${\rm E}\big [k_m^2\big ] = 1$&nbsp; auf.
  
*Anders ausgedrückt: Bei gegebenem <i>B</i><sub>S</sub> spielt die Frequenzselektivität eine um so größere Rolle, je kleiner die Kohärenzbandbreite <i>B</i><sub>K</sub> bzw. je größer die maximale Verzögerung (&Delta;<i>&tau;</i><sub>max</sub>) ist.<br>
 
  
*Das bedeutet auch: Die Frequenzselektivität wird oft durch das längste Echo bestimmt. Viele kurze Echos mit der Gesamtenergie <i>E</i> sind weniger störend als ein langes Echo gleicher Energie <i>E</i>.<br>
+
Die Grafik zeigt die Betragsfunktionen&nbsp; $ |H(f)|$&nbsp; beider Kanäle und die zugehörigen Impulsantworten&nbsp; $h(\tau)$.&nbsp; Man erkennt aus diesen Darstellungen:
 +
*Beim blauen Kanal&nbsp; $(M = 2)$&nbsp; treten die Diracfunktionen in einem Bereich der Breite&nbsp; $\Delta \tau_{\rm max} = 2 \ \rm &micro; s$ auf.&nbsp; Beim roten Kanal&nbsp; $(M = 3)$&nbsp; ist dieser Wert viermal so groß: &nbsp; $\Delta \tau_{\rm max} = 8 \ \rm &micro; s$.<br>
  
== Berücksichtigung der Zeitvarianz (1) ==
+
*Als erste Näherung für die noch zu definierende&nbsp; [[Mobile_Kommunikation/Das_GWSSUS–Kanalmodell#Kenngr.C3.B6.C3.9Fen_des_GWSSUS.E2.80.93Modells|Kohärenzbandbreite]]&nbsp; $B_{\rm K}$&nbsp; verwendet man oft&nbsp; $1/ \Delta \tau_{\rm max}$, die allerdings vom richtigen Wert um den Faktor&nbsp; $2$&nbsp; und mehr abweichen kann.&nbsp;
<br>
+
*Diese mit Hochkomma bezeichnete einfache Näherung ergibt sich beim blauen Kanal zu&nbsp; $B_{\rm K}\hspace{0.01cm}'= 500 \ \rm kHz$, beim roten Kanal ist diese mit&nbsp;  $B_{\rm K}\hspace{0.01cm}'= 125 \ \rm kHz$&nbsp; um den Faktor&nbsp; $4$&nbsp; kleiner.<br>
Bisher wurden die Dämpfungsfaktoren <i>k<sub>m</sub></i> als konstant angenommen. Für den Mobilfunk ist dieses Kanalmodell aber nur dann richtig, wenn sich Sender und Empfänger nicht bewegen. Für einen sich bewegenden Teilnehmer müssen diese konstanten Faktoren <i>k<sub>m</sub></i> durch die zeitvarianten Größen <i>z<sub>m</sub></i>(<i>t</i>) ersetzt werden, die jeweils auf Zufallsprozessen basieren. Es ist zu beachten:
 
*Die Beträge der komplexen Gewichtsfaktoren <i>z<sub>m</sub></i>(<i>t</i>) sind rayleighverteilt entsprechend [http://www.lntwww.de/Mobile_Kommunikation/Wahrscheinlichkeitsdichte_des_Rayleigh%E2%80%93Fadings#Allgemeine_Beschreibung_des_Mobilfunkkanals Kapitel 1.2] oder &ndash; bei Sichtverbindung &ndash; riceverteilt, wie in [http://www.lntwww.de/Mobile_Kommunikation/Nichtfrequenzselektives_Fading_mit_Direktkomponente#Kanalmodell_und_Rice.E2.80.93WDF Kapitel 1.4] beschrieben.<br>
 
  
*Die Bindungen innerhalb des Zufallsprozesses <i>z<sub>m</sub></i>(<i>t</i>) hängen über das [http://www.lntwww.de/Mobile_Kommunikation/Statistische_Bindungen_innerhalb_des_Rayleigh%E2%80%93Prozesses#AKF_und_LDS_bei_Rayleigh.E2.80.93Fading Jakes&ndash;Spektrum] mit den Mobilitätseigenschaften (Geschwindigkeit, Fahrtrichtung, usw.) zusammen.<br><br>
 
  
Die obere Grafik zeigt das allgemeingültige Modell für den Mobilfunkkanal. &bdquo;Allgemeingültig&rdquo; allerdings nur unter Vorbehalt, wie auf der nächsten Seite ausgeführt wird. Zum Verständnis des Bildes verweisen wir auf das [http://www.lntwww.de/Mobile_Kommunikation/Wahrscheinlichkeitsdichte_des_Rayleigh%E2%80%93Fadings#Allgemeine_Beschreibung_des_Mobilfunkkanals Kapitel 1.2.] Zu beachten ist: Die <i>M</i> Hauptpfade des Modells sind gekennzeichnet durch große Laufzeitunterschiede, während die komplexen Koeffizienten <i>z<sub>m</sub></i>(<i>t</i>) sich aus der Summe vieler Nebenpfade ergeben, deren Verzögerungszeiten näherungsweise gleich <i>&tau;<sub>m</sub></i> sind.<br>
+
{{BlaueBox|TEXT= 
 +
$\text{Allgemein gilt:}$&nbsp;
 +
#&nbsp; Ist die Signalbandbreite&nbsp; $B_{\rm S} = 1/T_{\rm S}$&nbsp; sehr viel kleiner als die Kohärenzbandbreite&nbsp; $B_{\rm K}$, so kann der Kanal für dieses System als&nbsp; '''nichtfrequenzselektiv'''&nbsp; betrachtet werden&nbsp; &nbsp;$(T_{\rm S}$&nbsp; bezeichnet die Symboldauer$)$.<br>
 +
#&nbsp; Anders ausgedrückt: &nbsp; Bei gegebenem&nbsp; $B_{\rm S}$&nbsp; spielt die Frequenzselektivität eine um so größere Rolle, je kleiner die Kohärenzbandbreite&nbsp; $B_{\rm K}$&nbsp; bzw. je größer die maximale Verzögerung&nbsp; $\Delta \tau_{\rm max}$&nbsp; ist.<br>
 +
#&nbsp; Das bedeutet auch: &nbsp; Die Frequenzselektivität wird oft durch das längste Echo bestimmt.#&nbsp;  Viele kurze Echos mit der Gesamtenergie&nbsp; $E$&nbsp; sind weniger störend als ein langes Echo gleicher Energie&nbsp; $E$.<br>}}
  
[[Datei:P ID3104 Mob T 2 2 S2b v1.png|Mobilfunkkanalmodell unter Berücksichtigung von Zeitvarianz und Echos|class=fit]]<br>
+
== Berücksichtigung der Zeitvarianz ==
 +
<br>
 +
Bisher wurden die Dämpfungsfaktoren&nbsp; $k_m$&nbsp; als konstant angenommen. Für den Mobilfunk ist dieses Kanalmodell aber nur dann richtig, wenn sich Sender und Empfänger nicht bewegen, was für dieses Kommunikationssystem lediglich ein Sonderfall ist.
  
In der unteren Grafik ist beispielhaft eine 2D&ndash;Impulsantwort dargestellt, wobei <i>M</i> = 3 zeitvariante Pfade berücksichtigt sind. Das Bild zeigt <i>h</i>(<i>&tau;</i>, <i>t</i>) in Abhängigkeit der Verzögerungszeit <i>&tau;</i> zu einem festen Zeitpunkt <i>t</i>, in der rechten Grafik ist die Betrachtungsrichtung um 90&deg; gedreht. Aufgrund der farblichen Zuordnungen müsste die Darstellung verständlich sein.<br>
+
Für einen sich bewegenden Teilnehmer müssen diese konstanten Faktoren&nbsp; $k_m$&nbsp; durch die zeitvarianten Größen&nbsp; $z_m(t)$&nbsp; ersetzt werden, die jeweils auf Zufallsprozessen basieren. Es ist zu beachten:
 +
*Die Beträge der komplexen Gewichtsfaktoren&nbsp; $z_m(t)$&nbsp; sind rayleighverteilt entsprechend der Seite&nbsp; [[Mobile_Kommunikation/Wahrscheinlichkeitsdichte_des_Rayleigh–Fadings#Beispielhafte_Signalverl.C3.A4ufe_bei_Rayleigh.E2.80.93Fading|Signalverläufe bei Rayleigh&ndash;Fading]]&nbsp; oder &ndash; bei Sichtverbindung &ndash; riceverteilt, wie in&nbsp; [[Mobile_Kommunikation/Nichtfrequenzselektives_Fading_mit_Direktkomponente#Beispielhafte_Signalverl.C3.A4ufe_bei_Rice.E2.80.93Fading|Signalverläufe bei Rice&ndash;Fading]]&nbsp; beschrieben.<br>
  
[[Datei:P ID2151 Mob T 2 2 S3b v1.png|2D–Impulsantwort mit <i>M</i> = 3 Pfaden|class=fit]]<br>
+
*Die Bindungen innerhalb des Prozesses&nbsp; $z_m(t)$&nbsp; hängen über das&nbsp; [[Mobile_Kommunikation/Statistische_Bindungen_innerhalb_des_Rayleigh%E2%80%93Prozesses#AKF_und_LDS_bei_Rayleigh.E2.80.93Fading |Jakes&ndash;Spektrum]]&nbsp; mit den Mobilitätseigenschaften (Geschwindigkeit, Fahrtrichtung, usw.) zusammen.<br><br>
  
Die Bildbeschreibung folgt auf der nächsten Seite.<br>
+
[[Datei:P ID3104 Mob T 2 2 S2b v1.png|right|frame|Mobilfunkkanalmodell unter Berücksichtigung von Zeitvarianz und Echos|class=fit]]
 +
Die Grafik zeigt das allgemeingültige Modell für den Mobilfunkkanal.&nbsp;  &bdquo;Allgemeingültig&rdquo; allerdings nur unter Vorbehalt, wie am  Seitenende noch  ausgeführt wird.  
  
== Berücksichtigung der Zeitvarianz (2) ==
+
Zum Verständnis des Bildes verweisen wir auf das Kapitel&nbsp; [[Mobile_Kommunikation/Wahrscheinlichkeitsdichte_des_Rayleigh–Fadings#Eine_sehr_allgemeine_Beschreibung_des_Mobilfunkkanals|Allgemeine Beschreibung des Mobilfunkkanals]]. Zu beachten ist:  
<br>
+
*Die&nbsp; $M$&nbsp; Hauptpfade sind durch große Laufzeitunterschiede  gekennzeichnet.
Untersuchungen haben ergeben, dass im Mobilfunk gleichzeitig nicht mehr als vier oder fünf Hauptpfade wirksam sind. Die nachfolgende Grafik gilt für <i>M</i> = 3 Pfade mit zeitvariantem Verhalten, bei denen die Empfangsleistung mit größer werdender Verzögerung im statistischen Mittel abnimmt. Dargestellt sind wie auf der vorherigen Seite zwei verschiedene Ansichten. Das linke Bild zeigt <i>h</i>(<i>&tau;</i>, <i>t</i>) in Abhängigkeit der Verzögerungszeit <i>&tau;</i>, in der rechten Grafik ist die Betrachtungsrichtung um 90&deg; gedreht.<br>
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*Die zeitvarianten komplexen Koeffizienten&nbsp; $z_m(t)$&nbsp; ergeben sich aus der Summe vieler Nebenpfade, deren Verzögerungszeiten alle näherungsweise gleich&nbsp; $\tau_m$&nbsp; sind.
 
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[[Datei:P ID2152 Mob T 2 2 S3b v2.png|2D–Impulsantwort mit <i>M</i> = 3 Pfaden|class=fit]]<br>
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{{GraueBox|TEXT= 
 
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$\text{Beispiel 2:}$&nbsp; Untersuchungen haben ergeben, dass im Mobilfunk gleichzeitig nicht mehr als vier oder fünf Hauptpfade wirksam sind.
Für diese Grafik ist das [http://www.lntwww.de/Mobile_Kommunikation/Mehrwegeempfang_beim_Mobilfunk#Ber.C3.BCcksichtigung_der_Zeitvarianz_.281.29 Mobilfunkkanalmodell der letzten Seite] zugrundegelegt. Man erkennt aus diesem Bild auch die Schwachstelle des Modells: Zwar sind die Koeffizienten <i>z<sub>m</sub></i>(<i>t</i>) variabel, aber die Verzögerungszeiten <i>&tau;<sub>m</sub></i> sind fest vorgegeben. Dies entspricht nicht der Realität, wenn die Funkverbindung aufgrund der sich bewegenden Mobilstation in einer sich ändernden Umgebung erfolgt.<br>
 
 
 
[[Datei:P ID2153 Mob T 2 2 S2d v2.png|Allgemeingültiges Modell des Mobilfunkkanals|class=fit]]<br>
 
  
Man hilft sich, indem man das Modell der letzten Seite wie folgt modifiziert:
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[[Datei:P ID2151 Mob T 2 2 S3b v1.png|right|frame|2D–Impulsantwort mit&nbsp; $M = 3$&nbsp; Pfaden|class=fit]]
*Man wählt die Anzahl <i>M</i>&nbsp;' der (möglichen) Hauptpfade sehr viel größer, als es erforderlich wäre, und setzt <i>&tau;<sub>m</sub></i> = <i>m</i> &middot; &Delta;<i>&tau;</i>. Die inkrementelle (minimal auflösbare) Verzögerung &Delta;<i>&tau;</i> = <i>T</i><sub>S</sub> ergibt sich aus der Abtastrate und damit der Bandbreite <i>B</i><sub>S</sub> = 1/<i>T</i><sub>S</sub> des Sendesignals.<br>
 
  
*Die Maximalverzögerung <i>&tau;</i><sub>max</sub> = <i>M</i>&nbsp;' &middot; &Delta;<i>&tau;</i> dieses modifizierten Kanalmodells ergibt sich aus dem Kehrwert der Kohärenzbandbreite <i>B</i><sub>K</sub>. Damit ist die Anzahl der zu berücksichtigenden Pfade durch <i>M</i>&nbsp;' = <i>B</i><sub>S</sub>/<i>B</i><sub>K</sub> eindeutig festgelegt.<br><br>
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Die dargestelle 2D&ndash;Impulsantwort&nbsp; $h(\tau,\hspace{0.1cm} t)$&nbsp; gilt für&nbsp; $M = 3$&nbsp; Hauptpfade mit zeitvariantem Verhalten, bei denen die Empfangsleistung mit größer werdender Verzögerung im statistischen Mittel abnimmt.&nbsp; Für diese Grafik ist das oben skizzierrte Kanalmodell zugrundegelegt.  
  
Auch hier liefern meist nicht mehr als 5 Pfade gleichzeitig einen relevanten Beitrag zur Impulsantwort. Der Vorteil gegenüber dem [http://www.lntwww.de/Mobile_Kommunikation/Mehrwegeempfang_beim_Mobilfunk#Ber.C3.BCcksichtigung_der_Zeitvarianz_.281.29 ersten Modell] ist, dass für die Verzögerungen nun alle Werte <i>&tau;<sub>m</sub></i> &#8804; <i>&tau;</i><sub>max</sub> mit einer zeitlichen Auflösung von &Delta;<i>&tau;</i> möglich sind.<br>
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Dargestellt sind zwei verschiedene Ansichten:
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*Das linke Bild zeigt&nbsp; $h(\tau,\hspace{0.1cm} t)$&nbsp; in Abhängigkeit der Verzögerungszeit&nbsp; $\tau$&nbsp; zu einem festen Zeitpunkt&nbsp; $t$.
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*Die Betrachtungsrichtung  im  rechten Bild ist um&nbsp; $90^\circ$&nbsp; gedreht.
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*Anhand der farblichen Zuordnung müsste die Darstellung verständlich sein.<br>
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Man erkennt aus diesem Bild auch die Schwachstelle unseres Mobilfunkkanalmodells: &nbsp; Zwar sind die Koeffizienten&nbsp; $z_m(t)$&nbsp; variabel, aber die Verzögerungszeiten&nbsp; $\tau_m$&nbsp; sind fest vorgegeben.&nbsp; Dies entspricht nicht der Realität, wenn die Funkverbindung aufgrund der sich bewegenden Mobilstation in einer sich ändernden Umgebung erfolgt.&nbsp; Eigentlich müsste&nbsp; $\tau_m(t)$&nbsp; berücksichtigt werden.}}<br>
  
Am Ende von [http://www.lntwww.de/Mobile_Kommunikation/Das_GWSSUS%E2%80%93Kanalmodell#Simulation_gem.C3.A4.C3.9F_dem_GWSSUS.E2.80.93Modell Kapitel 2.3] werden wir nochmals auf dieses allgemeine Modell zurückkommen.<br>
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{{BlaueBox|TEXT= 
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$\text{Fazit:}$&nbsp; Man kann  sich helfen, indem man das oben angegebene Modell leicht modifiziert:
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[[Datei:P ID2153 Mob T 2 2 S2d v2.png|right|frame|Allgemeingültiges Modell des Mobilfunkkanals|class=fit]]
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*Man wählt die Anzahl&nbsp; $M'$&nbsp; der (möglichen) Hauptpfade sehr viel größer, als es erforderlich wäre, und setzt&nbsp; $\tau_m = m \cdot \Delta \tau$.
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*Die inkrementelle&nbsp; (minimal auflösbare)&nbsp; Verzögerung&nbsp; $\Delta \tau = T_{\rm S}$&nbsp; ergibt sich aus der Abtastrate und damit auch aus der Bandbreite&nbsp; $B_{\rm S} = 1/T_{\rm S}$&nbsp; des Sendesignals.<br>
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*Die maximale Verzögerungszeit&nbsp; $\tau_\text{max} = M' \cdot \Delta \tau$&nbsp; dieses Modells ist gleich dem Kehrwert der Kohärenzbandbreite&nbsp; $B_{\rm K}$.
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*Die Anzahl der berücksichtigten Pfade ist somit&nbsp; $M' = B_{\rm S}/B_{\rm K}$.
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Auch hier liefern meist nicht mehr als&nbsp;  $M = 5$&nbsp; Hauptpfade gleichzeitig einen relevanten Beitrag zur Impulsantwort.  
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*Der Vorteil gegenüber dem ersten Modell ist, dass für die Verzögerungen nun alle Werte&nbsp; $\tau_m \le \tau_\text{max}$&nbsp; mit der gleichen zeitlichen Auflösung&nbsp; $\Delta \tau$&nbsp; möglich sind.  
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*Am&nbsp;  [[Mobile_Kommunikation/Das_GWSSUS%E2%80%93Kanalmodell#Simulation_gem.C3.A4.C3.9F_dem_GWSSUS.E2.80.93Modell|Ende des GWSSUS&ndash;Kapitels]]&nbsp; werden wir nochmals auf dieses allgemeine Modell zurückkommen.<br>}}
  
==Aufgaben==
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==Aufgaben zum Kapitel==
 
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[[Aufgaben:2.2 Einfaches Zweiwege–Modell|A2.2 Einfaches Zweiwege–Modell]]
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[[Aufgaben:Aufgabe_2.2:_Einfaches_Zweiwege–Kanalmodell|Aufgabe 2.2: Einfaches Zweiwege–Modell]]
  
[[Zusatzaufgaben:2.2 Realer Zweiwegekanal]]
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[[Aufgaben:Aufgabe_2.2Z:_Realer_Zweiwegekanal|Aufgabe 2.2Z: Realer Zweiwegekanal]]
  
[[Aufgaben:2.3 Noch ein Mehrwegekanal|A2.3 Noch ein Mehrwegekanal]]
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[[Aufgaben:Aufgabe_2.3:_Noch_ein_weiterer_Mehrwegekanal|Aufgabe 2.3: Noch ein weiterer Mehrwegekanal]]
  
[[Aufgaben:2.4 h(τ, t) und H(f, t)|A2.4 h(τ, t) und H(f, t)]]
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[[Aufgaben:Aufgabe_2.4:_2D-Übertragungsfunktion|Aufgabe 2.4: 2D-Übertragungsfunktion]]
  
  

Aktuelle Version vom 15. Februar 2021, 13:32 Uhr

Zeitinvariante Beschreibung des Zweiwegekanals


Wir gehen von dem in der Grafik dargestellten Szenario aus.  Dabei wird vorausgesetzt:

Zeitinvariante Betrachtung des Zweiwegekanals
  • Sender und Empfänger sind  ruhend
    Dann ist sowohl die Kanal–Übertragungsfunktion als auch die Impulsantwort zeitunabhängig.  Für alle Zeiten  $t$  gilt  $H(f, \hspace{0.05cm}t) = H(f)$  und  $h(\tau, \hspace{0.05cm}t) = h(\tau)$.
  • Ein  Zweiwegekanal:  
    Das Sendesignal  $s(t)$  erreicht den Empfänger auf direktem Pfad mit der Weglänge  $d_1$.  Es gibt ein Echo aufgrund des reflektierenden Erdbodens  $($die Gesamtweglänge ist  $d_2)$.


Somit gilt für das Empfangssignal:

\[r(t) = r_1(t) + r_2(t) = k_1 \cdot s( t - \tau_1) + k_2 \cdot s( t - \tau_2) \hspace{0.05cm}.\]


Dabei sind die folgenden Aussagen zu beachten:

  • Das über den Direktpfad empfangene Signal  $r_1(t)$  ist gegenüber dem Sendesignal  $s(t)$  um den Faktor  $k_1$  gedämpft und um die Laufzeit  $\tau_1$  verzögert.
  • Der Dämpfungsfaktor  $k_1$  wird mit dem  Pfadverlustmodell  berechnet.  $k_1$  ist um so kleiner und somit der Verlust um so größer, je größer die Sendefrequenz  $f_{\rm S}$,  die Distanz  $d_1$  und der Exponent  $\gamma$  sind.
  • Die Laufzeit  $\tau_1 = d_1/c$  nimmt proportional mit der Wegelänge  $d_1$  zu.  Beispielsweise ergibt sich für die Distanz  $d_1 = 3 \ \rm km$  mit der Lichtgeschwindigkeit  $c = 3 \cdot 10^8 \ \rm m/s$  die Verzögerung  $\tau_1 = 10 \ \rm µ s$.
  • Wegen der größeren Weglänge  $(d_2 > d_1)$  weist der zweite Pfad eine größere Dämpfung auf   ⇒   kleinerer Vorfaktor   ⇒   $(|k_2| < |k_1|)$  und dementsprechend auch eine größere Laufzeit  $(\tau_2 > \tau_1)$.
  • Außerdem ist zu berücksichtigen, dass die Reflexion an Gebäuden oder dem Erdboden zu einer Phasendrehung um  $\pi \ (180^\circ)$  führt.  Damit wird der Faktor  $k_2$  negativ.  Im Folgenden wird allerdings das negative Vorzeichen von  $k_2$  außer Acht gelassen.

Hinweis:   Wir verweisen hier auf das SWF–Applet  Mehrwegeausbreitung und Frequenzselektivität .


Einfaches zeitinvariantes Modell des Zweiwegekanals


Ersatzmodell für den Zweiwegekanal

Für die Frequenzselektivität haben

  • der Pfadverlust  $($gekennzeichnet durch  $k_1)$  und
  • die Grundlaufzeit  $\tau_1$ 


keine Bedeutung.  Entscheidend sind hier lediglich Pfadverlustunterschiede und Laufzeitdifferenzen.

Wir beschreiben nun den Zweiwegekanal mit den neuen Kenngrößen 

$$k_0 = |k_2 /k_1 |,$$
$$\tau_0 = \tau_2 - \tau_1.$$

Damit erhält man:

\[r(t) = r_1(t) + k_0 \cdot r_1( t - \tau_0) \hspace{0.5cm}{\rm mit} \hspace{0.5cm} r_1(t) = k_1 \cdot s( t - \tau_1)\hspace{0.05cm}.\]

Die Grafik veranschaulicht die Gleichung.  Mit den weiteren Vereinfachungen  $k_1 = 1$  und  $\tau_1 = 0$    ⇒   $r_1(t) = s(t)$  erhält man:

\[r(t) = s(t) + k_0 \cdot s( t - \tau_0) \hspace{0.05cm}.\]

Aus diesem vereinfachten Modell  (ohne den grau hinterlegten Block)  lassen sich wichtige Beschreibungsgrößen einfach berechnen:

\[H(f) = {R(f)}/{S(f)} = 1 + k_0 \cdot {\rm e}^{ - {\rm j} \hspace{0.05cm}\cdot \hspace{0.05cm}2 \pi f \hspace{0.05cm} \cdot \hspace{0.05cm} \tau_0} \hspace{0.05cm}.\]
\[h(\tau) = 1 + k_0 \cdot \delta(\tau - \tau_0) \hspace{0.05cm}.\]

$\text{Beispiel 1:}$  Wir betrachten einen Zweiwegekanal mit Verzögerungszeit  $\tau_0 = 2 \ \rm µ s$  und einige Dämpfungsfaktoren  $k_0$  zwischen  $0$  und  $1$.

Betrag der Übertragungsfunktion eines Zweiwegekanals   $(\tau_0 = 2 \ \rm µ s)$

Die Grafik zeigt die Übertragungsfunktion betragsmäßig im Bereich  $\pm 1 \ \rm MHz$.

Man erkennt aus dieser Darstellung:

  • Die Übertragungsfunktion  $H(f)$  und auch deren Betrag ist periodisch mit  $1/\tau_0 = 500 \ \rm kHz$.



  • Die Schwankungen um den Mittelwert  $\vert H(f) \vert = 1$  sind um so stärker, je größer der  (relative)  Beitrag  $k_0$  des Nebenpfades  (also das Echo)  ist.


Kohärenzbandbreite in Abhängigkeit von M


Wir modifizieren nun das Zweiwegemodell dahingehend, dass wir mehr als zwei Pfade zulassen, wie es auch für den Mobilfunk zutrifft.

Betragsfrequenzgang bei  $M = 2$  (blau) und  $M = 3$  (rot)

Allgemein lautet somit das Mehrwege–Kanalmodell:

$$ = \sum_{m = 1}^{M}\hspace{0.15cm} k_m \cdot s( t - \tau_m) \hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm} h(\tau) = \sum_{m = 1}^{M}\hspace{0.15cm} k_m \cdot \delta( \tau - \tau_m) \hspace{0.05cm}.$$

Wir vergleichen nun

  • den "Zweiwegekanal"  $(M = 2)$  mit den Parametern
\[\tau_1 = 1\,\,{\rm µ s}\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm} k_1 = 0.8\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm} \tau_2 = 3\,\,{\rm µ s}\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm} k_2 = 0.6\]
  • und den folgenden "Dreiwegekanal"  $(M = 3)$:
$$\tau_1 = 1\,\,{\rm µ s}\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm} k_1 = 0.8\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm} \tau_2 = 3\,\,{\rm µ s}\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm} k_2 \approx 0.43\hspace{0.05cm}, $$
$$ \tau_3 = 9\,\,{\rm µ s}\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm} k_3 \approx 0.43 \hspace{0.05cm}.$$

Bei den gewählten Konstanten weisen beide Kanäle den quadratischen Mittelwert  ${\rm E}\big [k_m^2\big ] = 1$  auf.


Die Grafik zeigt die Betragsfunktionen  $ |H(f)|$  beider Kanäle und die zugehörigen Impulsantworten  $h(\tau)$.  Man erkennt aus diesen Darstellungen:

  • Beim blauen Kanal  $(M = 2)$  treten die Diracfunktionen in einem Bereich der Breite  $\Delta \tau_{\rm max} = 2 \ \rm µ s$ auf.  Beim roten Kanal  $(M = 3)$  ist dieser Wert viermal so groß:   $\Delta \tau_{\rm max} = 8 \ \rm µ s$.
  • Als erste Näherung für die noch zu definierende  Kohärenzbandbreite  $B_{\rm K}$  verwendet man oft  $1/ \Delta \tau_{\rm max}$, die allerdings vom richtigen Wert um den Faktor  $2$  und mehr abweichen kann. 
  • Diese mit Hochkomma bezeichnete einfache Näherung ergibt sich beim blauen Kanal zu  $B_{\rm K}\hspace{0.01cm}'= 500 \ \rm kHz$, beim roten Kanal ist diese mit  $B_{\rm K}\hspace{0.01cm}'= 125 \ \rm kHz$  um den Faktor  $4$  kleiner.


$\text{Allgemein gilt:}$ 

  1.   Ist die Signalbandbreite  $B_{\rm S} = 1/T_{\rm S}$  sehr viel kleiner als die Kohärenzbandbreite  $B_{\rm K}$, so kann der Kanal für dieses System als  nichtfrequenzselektiv  betrachtet werden   $(T_{\rm S}$  bezeichnet die Symboldauer$)$.
  2.   Anders ausgedrückt:   Bei gegebenem  $B_{\rm S}$  spielt die Frequenzselektivität eine um so größere Rolle, je kleiner die Kohärenzbandbreite  $B_{\rm K}$  bzw. je größer die maximale Verzögerung  $\Delta \tau_{\rm max}$  ist.
  3.   Das bedeutet auch:   Die Frequenzselektivität wird oft durch das längste Echo bestimmt.#  Viele kurze Echos mit der Gesamtenergie  $E$  sind weniger störend als ein langes Echo gleicher Energie  $E$.

Berücksichtigung der Zeitvarianz


Bisher wurden die Dämpfungsfaktoren  $k_m$  als konstant angenommen. Für den Mobilfunk ist dieses Kanalmodell aber nur dann richtig, wenn sich Sender und Empfänger nicht bewegen, was für dieses Kommunikationssystem lediglich ein Sonderfall ist.

Für einen sich bewegenden Teilnehmer müssen diese konstanten Faktoren  $k_m$  durch die zeitvarianten Größen  $z_m(t)$  ersetzt werden, die jeweils auf Zufallsprozessen basieren. Es ist zu beachten:

  • Die Bindungen innerhalb des Prozesses  $z_m(t)$  hängen über das  Jakes–Spektrum  mit den Mobilitätseigenschaften (Geschwindigkeit, Fahrtrichtung, usw.) zusammen.

Mobilfunkkanalmodell unter Berücksichtigung von Zeitvarianz und Echos

Die Grafik zeigt das allgemeingültige Modell für den Mobilfunkkanal.  „Allgemeingültig” allerdings nur unter Vorbehalt, wie am Seitenende noch ausgeführt wird.

Zum Verständnis des Bildes verweisen wir auf das Kapitel  Allgemeine Beschreibung des Mobilfunkkanals. Zu beachten ist:

  • Die  $M$  Hauptpfade sind durch große Laufzeitunterschiede gekennzeichnet.
  • Die zeitvarianten komplexen Koeffizienten  $z_m(t)$  ergeben sich aus der Summe vieler Nebenpfade, deren Verzögerungszeiten alle näherungsweise gleich  $\tau_m$  sind.


$\text{Beispiel 2:}$  Untersuchungen haben ergeben, dass im Mobilfunk gleichzeitig nicht mehr als vier oder fünf Hauptpfade wirksam sind.

2D–Impulsantwort mit  $M = 3$  Pfaden

Die dargestelle 2D–Impulsantwort  $h(\tau,\hspace{0.1cm} t)$  gilt für  $M = 3$  Hauptpfade mit zeitvariantem Verhalten, bei denen die Empfangsleistung mit größer werdender Verzögerung im statistischen Mittel abnimmt.  Für diese Grafik ist das oben skizzierrte Kanalmodell zugrundegelegt.

Dargestellt sind zwei verschiedene Ansichten:

  • Das linke Bild zeigt  $h(\tau,\hspace{0.1cm} t)$  in Abhängigkeit der Verzögerungszeit  $\tau$  zu einem festen Zeitpunkt  $t$.
  • Die Betrachtungsrichtung im rechten Bild ist um  $90^\circ$  gedreht.
  • Anhand der farblichen Zuordnung müsste die Darstellung verständlich sein.


Man erkennt aus diesem Bild auch die Schwachstelle unseres Mobilfunkkanalmodells:   Zwar sind die Koeffizienten  $z_m(t)$  variabel, aber die Verzögerungszeiten  $\tau_m$  sind fest vorgegeben.  Dies entspricht nicht der Realität, wenn die Funkverbindung aufgrund der sich bewegenden Mobilstation in einer sich ändernden Umgebung erfolgt.  Eigentlich müsste  $\tau_m(t)$  berücksichtigt werden.


$\text{Fazit:}$  Man kann sich helfen, indem man das oben angegebene Modell leicht modifiziert:

Allgemeingültiges Modell des Mobilfunkkanals
  • Man wählt die Anzahl  $M'$  der (möglichen) Hauptpfade sehr viel größer, als es erforderlich wäre, und setzt  $\tau_m = m \cdot \Delta \tau$.
  • Die inkrementelle  (minimal auflösbare)  Verzögerung  $\Delta \tau = T_{\rm S}$  ergibt sich aus der Abtastrate und damit auch aus der Bandbreite  $B_{\rm S} = 1/T_{\rm S}$  des Sendesignals.
  • Die maximale Verzögerungszeit  $\tau_\text{max} = M' \cdot \Delta \tau$  dieses Modells ist gleich dem Kehrwert der Kohärenzbandbreite  $B_{\rm K}$.
  • Die Anzahl der berücksichtigten Pfade ist somit  $M' = B_{\rm S}/B_{\rm K}$.


Auch hier liefern meist nicht mehr als  $M = 5$  Hauptpfade gleichzeitig einen relevanten Beitrag zur Impulsantwort.

  • Der Vorteil gegenüber dem ersten Modell ist, dass für die Verzögerungen nun alle Werte  $\tau_m \le \tau_\text{max}$  mit der gleichen zeitlichen Auflösung  $\Delta \tau$  möglich sind.
  • Am  Ende des GWSSUS–Kapitels  werden wir nochmals auf dieses allgemeine Modell zurückkommen.

Aufgaben zum Kapitel


Aufgabe 2.2: Einfaches Zweiwege–Modell

Aufgabe 2.2Z: Realer Zweiwegekanal

Aufgabe 2.3: Noch ein weiterer Mehrwegekanal

Aufgabe 2.4: 2D-Übertragungsfunktion