Beispiele von Nachrichtensystemen/xDSL als Übertragungstechnik - Versionsgeschichte

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2026-03-16T12:26:15Z

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← Nächstältere Version		Version vom 16. März 2026, 14:26 Uhr
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	*Das in der Grafik betrachtete Beispiel gilt für die  $\text{16–QAM}$  mit  $b = M = 4$  und dementsprechend $16$  Signalraumpunkten. Bei einer   $\text{256–QAM}$  würde  $b = 8$  und  $M = 16$  gelten  $(2^b = M^2 = 256)$.		*Das in der Grafik betrachtete Beispiel gilt für die  $\text{16–QAM}$  mit  $b = M = 4$  und dementsprechend $16$  Signalraumpunkten. Bei einer   $\text{256–QAM}$  würde  $b = 8$  und  $M = 16$  gelten  $(2^b = M^2 = 256)$.
	*Die Koeffizienten  $a_{{\rm I}n}$  und  $a_{{\rm Q}n}$  werden jeweils einem Diracpuls als Gewichte eingeprägt. Zur Impulsformung verwendet man (wegen der geringen Bandbreite) meist ein Cosinus–Rolloff–Filter. Mit dem Sendegrundimpuls  $g_s(t)$  gilt dann in den beiden Zweigen des Blockschaltbilds:		*Die Koeffizienten  $a_{{\rm I}n}$  und  $a_{{\rm Q}n}$  werden jeweils einem Diracpuls als Gewichte eingeprägt. Zur Impulsformung verwendet man (wegen der geringen Bandbreite) meist ein Cosinus–Rolloff–Filter. Mit dem Sendegrundimpuls  $g_s(t)$  gilt dann in den beiden Zweigen des Blockschaltbilds:
	:$$ s_{\rm I}(t) = \sum_{n = - \infty}^{+\infty}a_{\~~rmI~~\hspace{0.03cm}\it n} \cdot g_s (t - n \cdot T)\hspace{0.05cm},\hspace{0.5cm}s_{\rm Q}(t) = \sum_{n = - \infty}^{+\infty}a_{\~~rmQ~~\hspace{0.03cm}\it n} \cdot g_s (t - n \cdot T)\hspace{0.05cm}.$$		:$$ s_{\rm I}(t) = \sum_{n = - \infty}^{+\infty}a_{\rm I\hspace{0.03cm}\it n} \cdot g_s (t - n \cdot T)\hspace{0.05cm},\hspace{0.5cm}s_{\rm Q}(t) = \sum_{n = - \infty}^{+\infty}a_{\rm Q\hspace{0.03cm}\it n} \cdot g_s (t - n \cdot T)\hspace{0.05cm}.$$
	*Anzumerken ist ferner, dass wegen der redundanzfreien Umsetzung auf einen höherstufigen Code die Symboldauer  $T$  dieser Signale um den Faktor  $b$  größer ist als die Bitdauer  $T_{\rm B}$  der binären Eingangsfolge. Im gezeichneten Beispiel (16–QAM) gilt  $T = 4 · T_{\rm B}$.		*Anzumerken ist ferner, dass wegen der redundanzfreien Umsetzung auf einen höherstufigen Code die Symboldauer  $T$  dieser Signale um den Faktor  $b$  größer ist als die Bitdauer  $T_{\rm B}$  der binären Eingangsfolge. Im gezeichneten Beispiel (16–QAM) gilt  $T = 4 · T_{\rm B}$.
	*Das  '''QAM–Sendesignal'''  $s(t)$  ist dann die Summe der beiden mit Cosinus bzw. Minus–Sinus multiplizierten Teilsignale (möglicherweise folgt noch eine Bandbegrenzung, um Interferenzen zu benachbarten Bändern zu verhindern, wie in der unteren Grafik angedeutet):		*Das  '''QAM–Sendesignal'''  $s(t)$  ist dann die Summe der beiden mit Cosinus bzw. Minus–Sinus multiplizierten Teilsignale (möglicherweise folgt noch eine Bandbegrenzung, um Interferenzen zu benachbarten Bändern zu verhindern, wie in der unteren Grafik angedeutet):
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	{{Display}}		{{Display}}
			[[en:Examples_of_Communication_Systems/xDSL_as_Transmission_Technology]]

Maintenance script: Fix MathJax: add space after \cdot before letter

2026-02-25T13:19:25Z

Fix MathJax: add space after \cdot before letter

← Nächstältere Version		Version vom 25. Februar 2026, 15:19 Uhr
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	*Das in der Grafik betrachtete Beispiel gilt für die  $\text{16–QAM}$  mit  $b = M = 4$  und dementsprechend $16$  Signalraumpunkten. Bei einer   $\text{256–QAM}$  würde  $b = 8$  und  $M = 16$  gelten  $(2^b = M^2 = 256)$.		*Das in der Grafik betrachtete Beispiel gilt für die  $\text{16–QAM}$  mit  $b = M = 4$  und dementsprechend $16$  Signalraumpunkten. Bei einer   $\text{256–QAM}$  würde  $b = 8$  und  $M = 16$  gelten  $(2^b = M^2 = 256)$.
	*Die Koeffizienten  $a_{{\rm I}n}$  und  $a_{{\rm Q}n}$  werden jeweils einem Diracpuls als Gewichte eingeprägt. Zur Impulsformung verwendet man (wegen der geringen Bandbreite) meist ein Cosinus–Rolloff–Filter. Mit dem Sendegrundimpuls  $g_s(t)$  gilt dann in den beiden Zweigen des Blockschaltbilds:		*Die Koeffizienten  $a_{{\rm I}n}$  und  $a_{{\rm Q}n}$  werden jeweils einem Diracpuls als Gewichte eingeprägt. Zur Impulsformung verwendet man (wegen der geringen Bandbreite) meist ein Cosinus–Rolloff–Filter. Mit dem Sendegrundimpuls  $g_s(t)$  gilt dann in den beiden Zweigen des Blockschaltbilds:
	:$$ s_{\rm I}(t) = \sum_{n = - \infty}^{+\infty}a_{\rmI\hspace{0.03cm}\it n} \cdot g_s (t - n \cdot T)\hspace{0.05cm},\hspace{0.5cm}s_{\rm Q}(t) = \sum_{n = - \infty}^{+\infty}a_{\rmQ\hspace{0.03cm}\it n} \cdot g_s (t - n \~~cdotT~~)\hspace{0.05cm}.$$		:$$ s_{\rm I}(t) = \sum_{n = - \infty}^{+\infty}a_{\rmI\hspace{0.03cm}\it n} \cdot g_s (t - n \cdot T)\hspace{0.05cm},\hspace{0.5cm}s_{\rm Q}(t) = \sum_{n = - \infty}^{+\infty}a_{\rmQ\hspace{0.03cm}\it n} \cdot g_s (t - n \cdot T)\hspace{0.05cm}.$$
	*Anzumerken ist ferner, dass wegen der redundanzfreien Umsetzung auf einen höherstufigen Code die Symboldauer  $T$  dieser Signale um den Faktor  $b$  größer ist als die Bitdauer  $T_{\rm B}$  der binären Eingangsfolge. Im gezeichneten Beispiel (16–QAM) gilt  $T = 4 · T_{\rm B}$.		*Anzumerken ist ferner, dass wegen der redundanzfreien Umsetzung auf einen höherstufigen Code die Symboldauer  $T$  dieser Signale um den Faktor  $b$  größer ist als die Bitdauer  $T_{\rm B}$  der binären Eingangsfolge. Im gezeichneten Beispiel (16–QAM) gilt  $T = 4 · T_{\rm B}$.
	*Das  '''QAM–Sendesignal'''  $s(t)$  ist dann die Summe der beiden mit Cosinus bzw. Minus–Sinus multiplizierten Teilsignale (möglicherweise folgt noch eine Bandbegrenzung, um Interferenzen zu benachbarten Bändern zu verhindern, wie in der unteren Grafik angedeutet):		*Das  '''QAM–Sendesignal'''  $s(t)$  ist dann die Summe der beiden mit Cosinus bzw. Minus–Sinus multiplizierten Teilsignale (möglicherweise folgt noch eine Bandbegrenzung, um Interferenzen zu benachbarten Bändern zu verhindern, wie in der unteren Grafik angedeutet):

Maintenance script: Join multi-line formulas for MW 1.43 parser compat

2026-02-24T13:37:36Z

Join multi-line formulas for MW 1.43 parser compat

← Nächstältere Version		Version vom 24. Februar 2026, 15:37 Uhr
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	*Das in der Grafik betrachtete Beispiel gilt für die  $\text{16–QAM}$  mit  $b = M = 4$  und dementsprechend $16$  Signalraumpunkten. Bei einer   $\text{256–QAM}$  würde  $b = 8$  und  $M = 16$  gelten  $(2^b = M^2 = 256)$.		*Das in der Grafik betrachtete Beispiel gilt für die  $\text{16–QAM}$  mit  $b = M = 4$  und dementsprechend $16$  Signalraumpunkten. Bei einer   $\text{256–QAM}$  würde  $b = 8$  und  $M = 16$  gelten  $(2^b = M^2 = 256)$.
	*Die Koeffizienten  $a_{{\rm I}n}$  und  $a_{{\rm Q}n}$  werden jeweils einem Diracpuls als Gewichte eingeprägt. Zur Impulsformung verwendet man (wegen der geringen Bandbreite) meist ein Cosinus–Rolloff–Filter. Mit dem Sendegrundimpuls  $g_s(t)$  gilt dann in den beiden Zweigen des Blockschaltbilds:		*Die Koeffizienten  $a_{{\rm I}n}$  und  $a_{{\rm Q}n}$  werden jeweils einem Diracpuls als Gewichte eingeprägt. Zur Impulsformung verwendet man (wegen der geringen Bandbreite) meist ein Cosinus–Rolloff–Filter. Mit dem Sendegrundimpuls  $g_s(t)$  gilt dann in den beiden Zweigen des Blockschaltbilds:
	:$$ s_{\rm I}(t) = \sum_{n = - \infty}^{+\infty}a_{\rm		:$$ s_{\rm I}(t) = \sum_{n = - \infty}^{+\infty}a_{\rmI\hspace{0.03cm}\it n} \cdot g_s (t - n \cdot T)\hspace{0.05cm},\hspace{0.5cm}s_{\rm Q}(t) = \sum_{n = - \infty}^{+\infty}a_{\rmQ\hspace{0.03cm}\it n} \cdot g_s (t - n \cdotT)\hspace{0.05cm}.$$
	I\hspace{0.03cm}\it n} \cdot g_s (t - n \cdot T)\hspace{0.05cm},\hspace{0.5cm}
	s_{\rm Q}(t) = \sum_{n = - \infty}^{+\infty}a_{\rm
	Q\hspace{0.03cm}\it n} \cdot g_s (t - n \~~cdot~~
	T)\hspace{0.05cm}.$$
	*Anzumerken ist ferner, dass wegen der redundanzfreien Umsetzung auf einen höherstufigen Code die Symboldauer  $T$  dieser Signale um den Faktor  $b$  größer ist als die Bitdauer  $T_{\rm B}$  der binären Eingangsfolge. Im gezeichneten Beispiel (16–QAM) gilt  $T = 4 · T_{\rm B}$.		*Anzumerken ist ferner, dass wegen der redundanzfreien Umsetzung auf einen höherstufigen Code die Symboldauer  $T$  dieser Signale um den Faktor  $b$  größer ist als die Bitdauer  $T_{\rm B}$  der binären Eingangsfolge. Im gezeichneten Beispiel (16–QAM) gilt  $T = 4 · T_{\rm B}$.
	*Das  '''QAM–Sendesignal'''  $s(t)$  ist dann die Summe der beiden mit Cosinus bzw. Minus–Sinus multiplizierten Teilsignale (möglicherweise folgt noch eine Bandbegrenzung, um Interferenzen zu benachbarten Bändern zu verhindern, wie in der unteren Grafik angedeutet):		*Das  '''QAM–Sendesignal'''  $s(t)$  ist dann die Summe der beiden mit Cosinus bzw. Minus–Sinus multiplizierten Teilsignale (möglicherweise folgt noch eine Bandbegrenzung, um Interferenzen zu benachbarten Bändern zu verhindern, wie in der unteren Grafik angedeutet):
	:$$s(t) = s_{\rm I}(t) \cdot \cos (2 \pi f_{\rm T}\,t) - s_{\rm Q}(t) \cdot \sin (2 \pi f_{\rm T}\,t)		:$$s(t) = s_{\rm I}(t) \cdot \cos (2 \pi f_{\rm T}\,t) - s_{\rm Q}(t) \cdot \sin (2 \pi f_{\rm T}\,t)\hspace{0.05cm}. $$
	\hspace{0.05cm}. $$
	*Die beiden Zweige  $(\rm I$  und  $\rm Q)$  können wegen der Orthogonalität von Cosinus– und (Minus–) Sinus als zwei völlig getrennte  [[Digitalsignalübertragung/Trägerfrequenzsysteme_mit_kohärenter_Demodulation#M.E2.80.93stufiges_Amplitude_Shift_Keying_.28M.E2.80.93ASK.29\|$M$–stufige ASK–Systeme]]  aufgefasst werden, die sich gegenseitig nicht stören, solange alle Komponenten optimal ausgelegt sind.		*Die beiden Zweige  $(\rm I$  und  $\rm Q)$  können wegen der Orthogonalität von Cosinus– und (Minus–) Sinus als zwei völlig getrennte  [[Digitalsignalübertragung/Trägerfrequenzsysteme_mit_kohärenter_Demodulation#M.E2.80.93stufiges_Amplitude_Shift_Keying_.28M.E2.80.93ASK.29\|$M$–stufige ASK–Systeme]]  aufgefasst werden, die sich gegenseitig nicht stören, solange alle Komponenten optimal ausgelegt sind.
	*Das bedeutet gleichzeitig:   Die Quadratur–Amplitudenmodulation ermöglicht gegenüber einer  [[Digitalsignalübertragung/Trägerfrequenzsysteme_mit_kohärenter_Demodulation#Binary_Phase_Shift_Keying_.28BPSK.29\|''Binary Phase Shift Keying'']]  (BPSK: Modulation nur mit Cosinus oder Sinus) eine Verdoppelung der Datenrate bei gleichbleibender Qualität.		*Das bedeutet gleichzeitig:   Die Quadratur–Amplitudenmodulation ermöglicht gegenüber einer  [[Digitalsignalübertragung/Trägerfrequenzsysteme_mit_kohärenter_Demodulation#Binary_Phase_Shift_Keying_.28BPSK.29\|''Binary Phase Shift Keying'']]  (BPSK: Modulation nur mit Cosinus oder Sinus) eine Verdoppelung der Datenrate bei gleichbleibender Qualität.
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	*bei OFDM das dargestellte Spektrum  $S(f)$  in Wirklichkeit ein äquivalentes Tiefpass-Spektrum  $S_{\rm TP}(f)$  beschreibt und noch die Verschiebung um eine Trägerfrequenz  $f_{\rm T}$  zu berücksichtigen ist:		*bei OFDM das dargestellte Spektrum  $S(f)$  in Wirklichkeit ein äquivalentes Tiefpass-Spektrum  $S_{\rm TP}(f)$  beschreibt und noch die Verschiebung um eine Trägerfrequenz  $f_{\rm T}$  zu berücksichtigen ist:

	:$$S_{\rm TP}(f ) = \sum_{k = 1}^{255} D_k \cdot \delta (f - k \cdot f_0)\hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm}		:$$S_{\rm TP}(f ) = \sum_{k = 1}^{255} D_k \cdot \delta (f - k \cdot f_0)\hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm}S(f) = \frac{1}{2} \big [ S_{\rm TP}(f - f_{\rm T}) + S^*_{\rm TP}(-(f + f_{\rm T}))\big ] \hspace{0.05cm},$$
	S(f) = \frac{1}{2} \big [ S_{\rm TP}(f - f_{\rm T}) + S^*_{\rm TP}(-(f + f_{\rm T}))\big ]
	\hspace{0.05cm},$$

	*bei DMT dagegen noch die Anteile bei negativen Frequenzen berücksichtigt werden müssen, die mit den konjugiert–komplexen Spektralkoeffizienten zu gewichten sind:		*bei DMT dagegen noch die Anteile bei negativen Frequenzen berücksichtigt werden müssen, die mit den konjugiert–komplexen Spektralkoeffizienten zu gewichten sind:

	:$$S(f ) = \sum_{k = 1}^{255} \big [ D_k \cdot \delta (f - k \cdot f_0) + D^*_k \cdot \delta (f + k \cdot f_0) \big ]		:$$S(f ) = \sum_{k = 1}^{255} \big [ D_k \cdot \delta (f - k \cdot f_0) + D^*_k \cdot \delta (f + k \cdot f_0) \big ]\hspace{0.05cm}.$$
	\hspace{0.05cm}.$$

	{{BlaueBox\|TEXT=		{{BlaueBox\|TEXT=

Guenter am 11. März 2023 um 15:01 Uhr

2023-03-11T15:01:37Z

← Nächstältere Version		Version vom 11. März 2023, 17:01 Uhr
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	==Grundlagen der Quadratur–Amplitudenmodulation==		==Grundlagen der Quadratur–Amplitudenmodulation==
	<br>		<br>
	~~Die Grafik zeigt das Referenzmodell für ADSL–QAM, wobei wir uns hier nur mit den roten Funktionsblöcken~~  ~~''QAM–Modulator''~~  ~~und  ''QAM–Demodulator''  beschäftigen wollen~~.		Das Prinzip wurde bereits im Kapitel  [[Modulationsverfahren/Quadratur–Amplitudenmodulation\|Quadratur–Amplitudenmodulation]]  des Buches „Modulationsverfahren” ausführlich beschrieben.

	~~[[Datei:P_ID1940__Bei_T_2_3_S5_v2.png\|center\|frame\|Referenzmodell für ADSL–QAM]]~~		Hier folgt nur eine kurze Zusammenfassung anhand der unteren Grafik.

	Die Trägerfrequenz  $f_{\rm T}$  liegt jeweils innerhalb des spezifizierten Auf– und Abwärts–Bandes der jeweiligen xDSL–Variante. Sie wird ebenso wie die Signalraumgröße (zwischen vier und 256 Signalraumpunkte) und die Symbolrate durch Kanalmessungen bei der Initialisierung der ~~Übertragung festgelegt~~.

	~~Für ADSL–QAM wurden folgende Symbolraten $($in  ${\rm kBaud} = 1000 \ \rm Symbole/s)$  festgelegt:~~
	[[Datei:P_ID1941__Bei_T_2_3_S5a_neu_v2.png\|right\|frame\|Modell der Quadratur–Amplitudenmodulation]]		[[Datei:P_ID1941__Bei_T_2_3_S5a_neu_v2.png\|right\|frame\|Modell der Quadratur–Amplitudenmodulation]]
	*$20$, $40$, $84$, $100$, $120$, $136$  im Upstream,
	*$40$, $126$, $160$, $252$, $336$, $504$, $806.4$, $1008$  im Downstream.


	Das Prinzip wurde bereits im Kapitel  [[Modulationsverfahren/Quadratur–Amplitudenmodulation\|Quadratur–Amplitudenmodulation]]  des Buches „Modulationsverfahren” ausführlich beschrieben.

	~~Hier folgt nur eine kurze Zusammenfassung anhand der unteren Grafik.~~
	~~<br clear=all>~~
	*QAM ist ein Einträgermodulationsverfahren um die Trägerfrequenz  $f_{\rm T}$. Zunächst erfolgt eine blockweise Seriell–/Parallelwandlung des Bitstroms und die Signalraumzuordnung.		*QAM ist ein Einträgermodulationsverfahren um die Trägerfrequenz  $f_{\rm T}$. Zunächst erfolgt eine blockweise Seriell–/Parallelwandlung des Bitstroms und die Signalraumzuordnung.
	*Aus jeweils  $b$  Binärsymbolen werden zwei mehrstufige Amplitudenkoeffizienten  $a_{{\rm I}n}$  und  $a_{{\rm Q}n}$  abgeleitet (Inphase– und Quadraturkomponente), wobei beide Koeffizienten jeweils einen von  $M = 2^{b/2}$  möglichen Amplitudenwerten annehmen können.		*Aus jeweils  $b$  Binärsymbolen werden zwei mehrstufige Amplitudenkoeffizienten  $a_{{\rm I}n}$  und  $a_{{\rm Q}n}$  abgeleitet (Inphase– und Quadraturkomponente), wobei beide Koeffizienten jeweils einen von  $M = 2^{b/2}$  möglichen Amplitudenwerten annehmen können.
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	[[Datei:P_ID3120__Bei_T_2_3_S5b_v1.png\|right\|frame\|Quadratur–Amplitudenmodulation als Bandpass– und Tiefpassmodell]]		[[Datei:P_ID3120__Bei_T_2_3_S5b_v1.png\|right\|frame\|Quadratur–Amplitudenmodulation als Bandpass– und äquivalentes Tiefpassmodell]]
	Die ~~letzte~~ Grafik zeigt		'''Äquivalentes Tiefpass–Modell'''
	*oben das Bandpass–Modell,
			Die neue Grafik zeigt
			*oben das Bandpass–Modell, identisch mit der letzten Grafik,

	*unten das äquivalente Tiefpass–Modell.		*unten das äquivalente Tiefpass–Modell.


	In diesem kombiniert man Inphase– und Quadraturkoeffizient zum komplexen Amplitudenkoeffizienten		In diesem kombiniert man Inphase– und Quadraturkoeffizient zum komplexen Amplitudenkoeffizienten
	:$$a_n = a_{\text{I}n} + {\rm j} · a_{\text{Q}n}$$		:$$a_n = a_{\text{I}n} + {\rm j} · a_{\text{Q}n}.$$
	~~und~~ ersetzt ~~zusätzlich~~ das ~~C–Signal~~  $s(t)$  durch das äquivalente Tiefpass–Signal		Zusätzlich ersetzt man das physikalische Signal  $s(t)$  durch das äquivalente Tiefpass–Signal
	:$$s_{\rm TP}(t) = s_{\rm I}(t) + {\rm j} · s_{\rm Q}(t).$$		:$$s_{\rm TP}(t) = s_{\rm I}(t) + {\rm j} · s_{\rm Q}(t).$$

	Die Darstellung des QAM–Senders und des QAM–Empfängers ist Inhalt der Flash–Animation  [[Applets:Prinzip_der_Quadratur-Amplitudenmodulation_(Applet)\|Prinzip der Quadratur–Amplitudenmodulation]].		Die Darstellung des QAM–Senders und des QAM–Empfängers ist Inhalt der SWF–Flash–Animation  [[Applets:Prinzip_der_Quadratur-Amplitudenmodulation_(Applet)\|"Prinzip der Quadratur–Amplitudenmodulation"]].
	~~<br clear=all>~~

	{{BlaueBox\|TEXT=		{{BlaueBox\|TEXT=
	$\text{Fazit:}$		$\text{Fazit:}$
	*Mit ~~steigendem~~ Bitanzahl  $b$  und damit größerer Anzahl definierter Symbole  $(M^2)$  nimmt die Bandbreiteneffizienz zu, aber ~~es steigt~~ auch der Aufwand für die Signalverarbeitung.		*Mit steigender Bitanzahl  $b$  und damit größerer Anzahl definierter Symbole  $(M=b^2)$  nimmt die Bandbreiteneffizienz zu.
	*Außerdem ist zu berücksichtigen, dass eine dichte QAM–Belegung nur bei ausreichend gutem Kanal angemessen ist.}}
			* Gleichzeitig steigt aber auch der Aufwand für die Signalverarbeitung.

			*Außerdem ist zu berücksichtigen,  dass eine dichte QAM–Belegung nur bei ausreichend gutem Kanal angemessen ist.}}


			'''Referenzmodell für ADSL–QAM'''

			Diese Grafik zeigt das Referenzmodell für  "ADSL–QAM",  wobei wir uns hier nur mit den roten Funktionsblöcken  "QAM–Modulator"  und  "'QAM–Demodulator"  beschäftigen.
			[[Datei:P_ID1940__Bei_T_2_3_S5_v2.png\|right\|frame\|Referenzmodell für ADSL–QAM]]


			*Die Trägerfrequenz  $f_{\rm T}$  liegt jeweils innerhalb des spezifizierten Auf– und Abwärts–Bandes der jeweiligen xDSL–Variante.

			*Sie wird ebenso wie Signalraumgröße  $($zwischen  $M^2=2^2=4$  und  $M^2=2^8=256$  Signalraumpunkte$)$  und Symbolrate durch Kanalmessungen bei der der Übertragungsinitialisierung festgelegt.

			*Für ADSL–QAM wurden folgende Symbolraten festgelegt  <br>$($alle Zahlenwerte in  "${\rm kBaud}$" $= 10^3 \ \rm Symbole/s)$  :
			:*Im Upstream:  $20$, $40$, $84$, $100$, $120$, $136$,

			:*Im Downstream: $40$, $126$, $160$, $252$, $336$, $504$, $806.4$, $1008$.
	<br clear=all>		<br clear=all>
	==Mögliche QAM-Signalraumkonstellationen==		==Mögliche QAM-Signalraumkonstellationen==

Guenter am 5. August 2019 um 10:39 Uhr

2019-08-05T10:39:32Z

← Nächstältere Version		Version vom 5. August 2019, 12:39 Uhr
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	[[2.4_DSL/DMT_mit_IDFT/DFT\|Aufgabe 2.4: DSL/DMT_mit_IDFT/DFT]]		[[2.4_DSL/DMT_mit_IDFT/DFT\|Aufgabe 2.4: DSL/DMT_mit_IDFT/DFT]]

	[[2.4Z_Wiederholung_zur_IDFT\|Aufgabe 2.4Z: ~~Wiederholung_zur_IDFT~~]]		[[2.4Z_Wiederholung_zur_IDFT\|Aufgabe 2.4Z: Wiederholung zur IDFT]]


	{{Display}}		{{Display}}

Guenter am 5. August 2019 um 10:35 Uhr

2019-08-05T10:35:15Z

Änderungen zeigen

Guenter am 1. August 2019 um 16:09 Uhr

2019-08-01T16:09:42Z

← Nächstältere Version		Version vom 1. August 2019, 18:09 Uhr
Zeile 204:		Zeile 204:


			[[Datei:P_ID1944__Bei_T_2_3_S6_v1.png\|right\|frame\|Zur Fehlerwahrscheinlichkeit bei $\rm 16\hspace{0.05cm}–\hspace{-0.02cm}QAM$]]
	{{GraueBox\|TEXT=		{{GraueBox\|TEXT=
	$\text{Beispiel 3:}$		$\text{Beispiel 3:}$
	~~Betrachten wir~~ noch für die beschriebene $\rm 16\hspace{0.05cm}–\hspace{-0.02cm}QAM$ (linke Grafik, hier als ITU-Vorschlag bezeichnet) die sich ergebende Fehlerwahrscheinlichkeit bei AWGN–Rauschen:		Wir betrachten noch für die beschriebene  $\rm 16\hspace{0.05cm}–\hspace{-0.02cm}QAM$  (linke Grafik, hier als ITU-Vorschlag bezeichnet) die sich ergebende Fehlerwahrscheinlichkeit bei AWGN–Rauschen:
	*Es kann davon ausgegangen werden, dass ein Fehler zu einem horizontal oder vertikal benachbarten Symbol führt, wie für den linken oberen (grünen) Punkt angedeutet.		*Es kann davon ausgegangen werden, dass ein Fehler zu einem horizontal oder vertikal benachbarten Symbol führt, wie für den linken oberen (grünen) Punkt angedeutet.
	*Die Fehlerwahrscheinlichkeit $p$ hängt ~~dabei~~ von der ~~euklidischen~~ Distanz der beiden Punkte und der AWGN–Rauschleistungsdichte $N_0$ ab.		*Die Fehlerwahrscheinlichkeit $p$  hängt von der Euklidischen Distanz der beiden Punkte und der AWGN–Rauschleistungsdichte  $N_0$  ab.
	*Eine Verfälschung zum weiter entfernten blauen Punkt ist bei Gaußschem Rauschen eher unwahrscheinlich.		*Eine Verfälschung zum weiter entfernten blauen Punkt anstatt zu einem der beiden benachbarten gelben Punkte ist bei Gaußschem Rauschen eher unwahrscheinlich.
			<br clear=all>
			Alle Eckpunkte (grün hinterlegt) können nur in zwei Richtungen verfälscht werden. Dagegen haben die inneren QAM–Punkte (blau hinterlegt) vier direkte Nachbarn und die restlichen Symbole (gelb hinterlegt) drei. Für die (mittlere) Symbolfehlerwahrscheinlichkeit gilt dann:

	~~[[Datei~~:~~P_ID1944__Bei_T_2_3_S6_v1.png\|center\|frame\|Zur Fehlerwahrscheinlichkeit bei~~ $\rm 16\~~hspace{0~~.~~05cm}~~&~~ndash~~;\~~hspace{-0.02cm~~}~~QAM~~$]]		:$$p_{\rm S} = {1}/{16} \cdot (4 \cdot 2 p + 8 \cdot 3 p + 4 \cdot 4 p) = 3p.$$

			Zur Berechnung der Bitfehlerwahrscheinlichkeit  $p_{\rm B}$  muss nun berücksichtigt werden, dass bei der linken Konstellation ein Symbolfehler
			*nur zu einem Bitfehler  (Beispiel: '''0100'''   ⇒   '''0110''', innerhalb eines Quadranten) oder
			*zu zwei Bitfehlern (Beispiel: '''1111'''   ⇒   '''0101''', zwischen benachbarten Quadranten)

	Alle Eckpunkte (grün hinterlegt) können nur in zwei Richtungen verfälscht werden. Dagegen haben die inneren QAM–Punkte (blau hinterlegt) vier direkte Nachbarn und die restlichen Symbole (gelb hinterlegt) drei. Für die (mittlere) Symbolfehlerwahrscheinlichkeit gilt dann:

	:$$p_{\rm S} ~~= {1}/{16} \cdot (4 \cdot 2 p + 8 \cdot 3 p +~~ ~~4 \cdot 4 p) = 3p~~.$$		führt. Die Berechnung von  $p_{\rm B} $  ist hier mit einem gewissen Aufwand verbunden.

	Zur Berechnung der Bitfehlerwahrscheinlichkeit pB muss nun berücksichtigt werden, dass bei der linken Konstellation ein Symbolfehler zu einem (Beispiel: '''0100'''   ⇒   '''0110''', innerhalb eines Quadranten) oder zwei (Beispiel: '''1111'''   ⇒   '''0101''', zwischen benachbarten Quadranten) Bitfehlern führt. Die Berechnung von $p_{\rm B} $ ist hier mit einem gewissen Aufwand verbunden.
	Dagegen unterscheidet sich bei einer Gray–Codierung (rechtes Diagramm) jedes Symbol von seinen Nachbarn um genau ein Bit, und jeder Symbolfehler hat somit genau nur einen Bitfehler zur Folge. Da jedes einzelne Symbol vier Bit beinhaltet, gilt in diesem Fall für die (mittlere) Bitfehlerwahrscheinlichkeit:		Dagegen unterscheidet sich bei einer Gray–Codierung (rechtes Diagramm) jedes Symbol von seinen Nachbarn um genau ein Bit, und jeder Symbolfehler hat somit genau nur einen Bitfehler zur Folge. Da jedes einzelne Symbol vier Bit beinhaltet, gilt in diesem Fall für die (mittlere) Bitfehlerwahrscheinlichkeit:

Guenter am 1. August 2019 um 15:40 Uhr

2019-08-01T15:40:35Z

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Guenter am 1. August 2019 um 14:13 Uhr

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	Ohne Anspruch auf Vollständigkeit lässt sich dieser Belegungsplan wie folgt charakterisieren:		Ohne Anspruch auf Vollständigkeit lässt sich dieser Belegungsplan wie folgt charakterisieren:
	*Um höhere Bitraten zu erreichen, werden hier achtmal so viele Bins verwendet als bei ADSL2+. Damit beträgt die Systembandbreite 8 · 2208 MHz = 17664 MHz, womit Übertragungsraten bis zu 100 Mbit/s (abhängig von Kabellänge und –beschaffenheit) ermöglicht werden.		*Um höhere Bitraten zu erreichen, werden hier achtmal so viele Bins verwendet als bei ADSL2+. Damit beträgt die Systembandbreite  $8 · \text{2208 MHz = 17664 MHz}$, womit Übertragungsraten bis zu $\text{100 Mbit/s}$  (abhängig von Kabellänge und –beschaffenheit) ermöglicht werden.
	*Auch hier gilt, dass die Frequenzbänder für die Upstream–Subkanäle immer bei den niedrigeren Frequenzen angeordnet sind, da die größere Kabeldämpfung (mit der Frequenz zunehmend) beim Upstream einen prozentual größeren Einfluss auf die Gesamtbitrate hat als beim Downstream.		*Auch hier gilt, dass die Frequenzbänder für die Upstream–Subkanäle immer bei den niedrigeren Frequenzen angeordnet sind, da die größere Kabeldämpfung (mit der Frequenz zunehmend) beim Upstream einen prozentual größeren Einfluss auf die Gesamtbitrate hat als beim Downstream.
	*Bei VDSL(2)–Systemen wird stets das so genannte [[Beispiele_von_Nachrichtensystemen/xDSL_als_Übertragungstechnik#M.C3.B6gliche_Bandbreitenbelegungen_f.C3.BCr_xDSL\|Frequenzgetrenntlageverfahren]] verwendet. Eine Überlappung der Upstream– und Downstream–Frequenzbänder ist in der ITU–Spezifikation für VDSL(2) kategorisch ausgeschlossen.		*Bei VDSL(2)–Systemen wird stets das so genannte  [[Beispiele_von_Nachrichtensystemen/xDSL_als_Übertragungstechnik#M.C3.B6gliche_Bandbreitenbelegungen_f.C3.BCr_xDSL\|Frequenzgetrenntlageverfahren]]  verwendet. Eine Überlappung der Upstream– und Downstream–Frequenzbänder ist in der ITU–Spezifikation für VDSL(2) kategorisch ausgeschlossen.
	*Bei den VDSL–Systemen in Deutschland sind die unteren Frequenzen wieder für ISDN reserviert. Danach folgen abwechselnd Bereiche für Upstream und Downstream. Aus den angegebenen Bereichsgrenzen erkennt man die gegenüber dem Downstream schmäleren Upstream–Bereiche.		*Bei den VDSL–Systemen in Deutschland sind die unteren Frequenzen wieder für ISDN reserviert. Danach folgen abwechselnd Bereiche für Upstream und Downstream. Aus den angegebenen Bereichsgrenzen erkennt man die gegenüber dem Downstream schmäleren Upstream–Bereiche.
	*Man erkennt eine abwechselnde Anordnung von Upstream– und Downstreambereichen. Ein Grund hierfür ist, dass bei diesem breiten Spektrum vermieden werden soll, dass eine Richtung (zum Beispiel abwärts) nur stark gedämpfte (also hohe) Frequenzen zugewiesen bekommt.		*Man erkennt eine abwechselnde Anordnung von Upstream– und Downstreambereichen. Ein Grund hierfür ist, dass bei diesem breiten Spektrum vermieden werden soll, dass eine Richtung (zum Beispiel abwärts) nur stark gedämpfte (also hohe) Frequenzen zugewiesen bekommt.
	*Die VDSL(2)–Spezifikation sieht Belegungspläne bis zu Systembandbreiten von 30 MHz (nach dem Profil 30a) vor, die Übertragungsraten bis etwa 200 Mbit/s auf kurzen Strecken ermöglichen sollen. Dafür wird auch die Bandbreite der einzelnen Subkanäle gegenüber ADSL auf 8.625 kHz verdoppelt.		*Die VDSL(2)–Spezifikation sieht Belegungspläne bis zu Systembandbreiten von  $\text{30 MHz}$  (nach dem Profil 30a) vor, die Übertragungsraten bis etwa  $\text{ 200 Mbit/s}$  auf kurzen Strecken ermöglichen sollen. Dafür wird auch die Bandbreite der einzelnen Subkanäle gegenüber ADSL auf  $\text{8.625 kHz}$  verdoppelt.
	*Alle Belegungspläne werden mit verschiedenen Masken für das Leistungsdichtespektrum versehen, um so die maximale Sendeleistung und damit ~~auch~~ die Störung benachbarter Systeme im Kabelbündel (Nebensprechen) zu begrenzen.		*Alle Belegungspläne werden mit verschiedenen Masken für das Leistungsdichtespektrum versehen, um so die maximale Sendeleistung und damit die Störung benachbarter Systeme im Kabelbündel (Nebensprechen) zu begrenzen.

Guenter am 1. August 2019 um 13:47 Uhr

2019-08-01T13:47:25Z

← Nächstältere Version		Version vom 1. August 2019, 15:47 Uhr
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	Die xDSL–Spezifikationen lassen den Betreibern viele Freiheiten hinsichtlich der Belegung.		Die xDSL–Spezifikationen lassen den Betreibern viele Freiheiten hinsichtlich der Belegung.

	~~{{BlaueBox\|TEXT=~~
	~~$\text{Definition:}$ ~~
	Zur notwendigen Richtungstrennung der xDSL–Signalübertragung nach		Zur notwendigen Richtungstrennung der xDSL–Signalübertragung nach
	*Abwärtsrichtung vom Anbieter zum Kunden (''Downstream'' mit möglichst hoher Datenrate),		*Abwärtsrichtung vom Anbieter zum Kunden (''Downstream'' mit möglichst hoher Datenrate),
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	wurden hierfür zwei Varianten standardisiert:		wurden hierfür zwei Varianten standardisiert:
	*Beim '''Frequenzgetrenntlageverfahren''' werden die Datenströme für die beiden Richtungen in zwei voneinander getrennten Frequenzbändern übertragen mit dem Vorteil, dass zur Trennung der Übertragungsrichtungen ein einfaches Filter genügt, was die technische Realisierung vereinfacht.
	*Beim '''Frequenzgleichlageverfahren''' überlagern sich in einem bestimmten Teil die Spektren von Upstream und Downstream. Die Trennung erfolgt hier mit Hilfe einer Echokompensationsschaltung. Vorteile des Verfahrens sind der geringere Bandbreitenbedarf bei höheren (und damit stärker gedämpften) Frequenzen sowie eine größere Reichweite.}}

			{{BlaueBox\|TEXT=
			$\text{Definition:}$
			*Beim  '''Frequenzgetrenntlageverfahren'''  werden die Datenströme für die beiden Richtungen in zwei voneinander getrennten Frequenzbändern übertragen mit dem Vorteil, dass zur Trennung der Übertragungsrichtungen ein einfaches Filter genügt, was die technische Realisierung vereinfacht.
			*Beim  '''Frequenzgleichlageverfahren'''  überlagern sich in einem bestimmten Teil die Spektren von Upstream und Downstream. Die Trennung erfolgt hier mit Hilfe einer Echokompensationsschaltung. Vorteile des Verfahrens sind der geringere Bandbreitenbedarf bei höheren (und damit stärker gedämpften) Frequenzen sowie eine größere Reichweite.}}


			[[Datei:P_ID1936__Bei_T_2_3_S1_v1.png\|right\|frame\|Frequenzgetrennt– und Frequenzgleichlageverfahren]]
	Die Grafik stellt diese beiden Möglichkeiten vergleichend gegenüber.		Die Grafik stellt diese beiden Möglichkeiten vergleichend gegenüber.

	~~[[Datei:P_ID1936__Bei_T_2_3_S1_v1.png\|center\|frame\|Frequenzgetrennt– und Frequenzgleichlageverfahren]]~~

	Grundsätzlich überlassen die Spezifikationen den Entwicklern/Betreibern die Entscheidung,		Grundsätzlich überlassen die Spezifikationen den Entwicklern/Betreibern die Entscheidung,
	*xDSL alleine auf der Teilnehmeranschlussleitung zu betreiben, oder		*xDSL alleine auf der Teilnehmeranschlussleitung zu betreiben, oder
	*einen Mischbetrieb von xDSL mit den Telefondiensten POTS (''Plain Old Telephone Service'') oder ISDN (''Integrated Services Digital Network'') zu ermöglichen, und somit		*einen Mischbetrieb von xDSL mit den Telefondiensten POTS  (''Plain Old Telephone Service'')  oder ISDN  (''Integrated Services Digital Network'')  zu ermöglichen,
	*den von den beiden Telefondiensten belegten unteren Frequenzbereich für xDSL auszuschließen oder auch zu belegen.		*und somit den von den beiden Telefondiensten belegten unteren Frequenzbereich für xDSL auszuschließen oder auch zu belegen.
			<br clear=all>

	==ADSL–Bandbreitenbelegung in Deutschland==		==ADSL–Bandbreitenbelegung in Deutschland==
	<br>		<br>
	Wegen der technisch deutlich einfacheren Realisierbarkeit fiel in Deutschland für ADSL und ADSL2+ die Entscheidung zugunsten		Wegen der technisch deutlich einfacheren Realisierbarkeit fiel in Deutschland für ADSL und ADSL2+ die Entscheidung zugunsten

			[[Datei:P_ID1937__Bei_T_2_3_S2_v1.png\|right\|frame\|ADSL–Bandbreitenbelegung in Deutschland]]
	*des Frequenzgetrenntlageverfahrens,		*des Frequenzgetrenntlageverfahrens,
	*die generelle Reservierung des unteren Frequenzbereichs für ISDN.		*die generelle Reservierung des unteren Frequenzbereichs für ISDN.
Zeile 42:		Zeile 43:
	Das Frequenzgleichlageverfahren wird zwar teilweise noch verwendet, aber eher selten.		Das Frequenzgleichlageverfahren wird zwar teilweise noch verwendet, aber eher selten.

	[[~~Datei:P_ID1937__Bei_T_2_3_S2_v1~~.~~png\|center\|frame~~\|~~ADSL–Bandbreitenbelegung in Deutschland~~]]		Bei den Übertragungsverfahren
			* [[Modulationsverfahren/Quadratur–Amplitudenmodulation\|QAM]]  (Quadratur–Amplitudenmodulation) und
			*[[Beispiele_von_Nachrichtensystemen/xDSL_als_Übertragungstechnik#Carrierless_Amplitude_Phase_Modulation_.28CAP.29\|CAP]]  (''Carrierless Amplitude Phase Modulation'')


	Bei den Übertragungsverfahren [[Modulationsverfahren/Quadratur–Amplitudenmodulation\|QAM]] (Quadratur–Amplitudenmodulation) und [[Beispiele_von_Nachrichtensystemen/xDSL_als_Übertragungstechnik#Carrierless_Amplitude_Phase_Modulation_.28CAP.29\|CAP]] (''Carrierless Amplitude Phase Modulation'') wird die für DSL verfügbare Bandbreite nicht weiter zerlegt. Dagegen werden beim Mehrträgerverfahren [[Modulationsverfahren/Weitere_OFDM–Anwendungen#Eine_Kurzbeschreibung_von_DSL_.E2.80.93_Digital_Subscriber_Line\|DMT]] (''Discrete Multitone Transmission'') der Aufwärtskanal und der Abwärtskanal in $N_{\rm Up}$ bzw. $N_{\rm Down}$ Subkanäle (englisch: ''Bins'') zu je 4.3125 kHz aufgeteilt.		wird die für DSL verfügbare Bandbreite nicht weiter zerlegt.

	Außerdem ist zu ~~dieser~~ Grafik anzumerken:		Dagegen werden beim Mehrträgerverfahren  [[Modulationsverfahren/Weitere_OFDM–Anwendungen#Eine_Kurzbeschreibung_von_DSL_.E2.80.93_Digital_Subscriber_Line\|DMT]]  (''Discrete Multitone Transmission'') der Aufwärtskanal und der Abwärtskanal in  $N_{\rm Up}$  bzw.  $N_{\rm Down}$  Subkanäle  (englisch: ''Bins'') zu je 4.3125 kHz aufgeteilt.
			<br clear=all>
			Außerdem ist zu obiger Grafik anzumerken:
	*Telefondienste (POTS bzw. ISDN) und xDSL liegen in verschiedenen Frequenzbändern, was die gegenseitigen Störungen im Bündelkabel minimiert. Das signalstärkere ISDN stört somit nicht das parallel laufende xDSL und umgekehrt.		*Telefondienste (POTS bzw. ISDN) und xDSL liegen in verschiedenen Frequenzbändern, was die gegenseitigen Störungen im Bündelkabel minimiert. Das signalstärkere ISDN stört somit nicht das parallel laufende xDSL und umgekehrt.
	*Der untere Frequenzbereich bis 120 kHz wurde für ISDN (wahlweise POTS) reserviert. Dieser Wert ergibt sich aus der ersten Nullstelle des [[Digitalsignalübertragung/Blockweise_Codierung_mit_4B3T-Codes#AKF_und_LDS_der_4B3T.E2.80.93Codes\|ISDN–Spektrums mit 4B3T–Codierung]]. Oberhalb von 120 kHz wird das ISDN–Spektrum vollständig unterdrückt.		*Der untere Frequenzbereich bis $\text{120 kHz}$  wurde für ISDN (wahlweise POTS) reserviert. Dieser Wert ergibt sich aus der ersten Nullstelle des  [[Digitalsignalübertragung/Blockweise_Codierung_mit_4B3T-Codes#AKF_und_LDS_der_4B3T.E2.80.93Codes\|ISDN–Spektrums mit 4B3T–Codierung]]. Oberhalb von $\text{120 kHz}$  wird das ISDN–Spektrum vollständig unterdrückt.
	*Zur Trennung von Telefon– und xDSL–Signal wird an beiden Enden der Zweidrahtleitung ein [[Beispiele_von_Nachrichtensystemen/xDSL–Systeme#Komponenten_eines_DSL.E2.80.93Internetzugangs\|Splitter]] eingesetzt, der je ein Tiefpassfilter und ein Hochpassfilter beinhaltet und auch die folgende Frequenzlücke bis 138 kHz berücksichtigt.		*Zur Trennung von Telefon– und xDSL–Signal wird an beiden Enden der Zweidrahtleitung ein  [[Beispiele_von_Nachrichtensystemen/xDSL–Systeme#Komponenten_eines_DSL.E2.80.93Internetzugangs\|Splitter]]  eingesetzt, der je ein Tiefpassfilter und ein Hochpassfilter beinhaltet und auch die folgende Frequenzlücke bis $\text{138 kHz}$  berücksichtigt.
	*Nach dieser Belegungslücke folgt das ADSL–Upstream-Band von 138 kHz bis 276 kHz. Diese Bandbreite erlaubt die Übertragung von $N_{\rm Up} = 32$ Subträgern zu je 4.3125 kHz. Dieser Wert ergibt sich aus der Rahmenübertragungsgeschwindigkeit.		*Nach dieser Belegungslücke folgt das ADSL–Upstream-Band von $\text{138 kHz}$  bis $\text{276 kHz}$. Diese Bandbreite erlaubt die Übertragung von  $N_{\rm Up} = 32$  Subträgern zu je $\text{4.3125 kHz}$. Dieser Wert ergibt sich aus der Rahmenübertragungsgeschwindigkeit.
	*Der anschließende Downstream–Bereich reicht bei ADSL bis 1104 kHz, womit $N_{\rm Down} = 256$ Subträger realisiert werden können. Die Trennung von Auf– und Abwärtskanal bei xDSL erfolgt über ein Bandpassfilter im Modem.		*Der anschließende Downstream–Bereich reicht bei ADSL bis $\text{1104 kHz}$, womit  $N_{\rm Down} = 256$  Subträger realisiert werden können. Die Trennung von Auf– und Abwärtskanal bei xDSL erfolgt über ein Bandpassfilter im Modem.
	*Allerdings dürfen die ersten 64 Subträger (dies entspricht 276 kHz) nicht belegt werden. Beim [[Beispiele_von_Nachrichtensystemen/xDSL_als_Übertragungstechnik#M.C3.B6gliche_Bandbreitenbelegungen_f.C3.BCr_xDSL\|Frequenzgleichlageverfahren]] wären nur 32 Subträger auszusparen, wobei zu berücksichtigen ist, dass die Trennung von Aufwärts– und Abwärtsrichtung eine aufwändigere Realisierung erfordert.		*Allerdings dürfen die ersten $64$ Subträger  $($dies entspricht $\text{276 kHz)}$  nicht belegt werden. Beim  [[Beispiele_von_Nachrichtensystemen/xDSL_als_Übertragungstechnik#M.C3.B6gliche_Bandbreitenbelegungen_f.C3.BCr_xDSL\|Frequenzgleichlageverfahren]]  wären nur $32$ Subträger auszusparen, wobei zu berücksichtigen ist, dass die Trennung von Aufwärts– und Abwärtsrichtung eine aufwändigere Realisierung erfordert.
	*Bei ADSL2+ ist die Systembandbreite gleich 2208 kHz   ⇒   $N_{\rm Down} = 512$ Subträger. Die Anzahl der auszusparenden Bins bleibt gegenüber ADSL unverändert. Berücksichtigt man, dass zwei Bins von Kontrollfunktionen (beispielsweise zur Synchronisation von Sender und Empfänger) belegt werden, so verbleiben $190$ (ADSL) bzw. $446$ (ADSL2+) Downstream–Kanäle für Nutzer.		*Bei ADSL2+ ist die Systembandbreite gleich $\text{2208 kHz}$   ⇒   $N_{\rm Down} = 512$  Subträger. Die Anzahl der auszusparenden Bins bleibt gegenüber ADSL unverändert. Berücksichtigt man, dass zwei Bins von Kontrollfunktionen (beispielsweise zur Synchronisation von Sender und Empfänger) belegt werden, so verbleiben $190$  (ADSL) bzw. $446$  (ADSL2+) Downstream–Kanäle für Nutzer.
	*Die in Deutschland vorgeschriebene ISDN–Reservierung hat für xDSL allerdings die Konsequenz, dass die niedrigen Frequenzen, die bei einer Kupferleitung mit Abstand am wenigsten gedämpft werden und damit eigentlich am besten geeignet wären, nicht genutzt werden können.		*Die in Deutschland vorgeschriebene ISDN–Reservierung hat für xDSL allerdings die Konsequenz, dass die niedrigen Frequenzen, die bei einer Kupferleitung mit Abstand am wenigsten gedämpft werden und damit eigentlich am besten geeignet wären, nicht genutzt werden können.
	*Aus der Frequenzanordnung erkennt man weiterhin, dass die Downstream–Subkanäle stärker gedämpft werden als die Upstream–Subkanäle (höhere Frequenzen) und demzufolge ein kleineres Signal–zu–Rauschleistungsverhältnis (SNR) aufweisen.		*Aus der Frequenzanordnung erkennt man weiterhin, dass die Downstream–Subkanäle stärker gedämpft werden als die Upstream–Subkanäle (höhere Frequenzen) und demzufolge ein kleineres Signal–zu–Rauschleistungsverhältnis (SNR) aufweisen.
	*Die Entscheidung „Upstream unterhalb Downstream” hängt damit zusammen, dass der Ausfall von Downstream–Kanälen nur eine vergleichsweise geringe Auswirkung auf die Übertragungsrate hat. Im Upstream würde sich ein solcher Ausfall prozentual viel stärker bemerkbar machen.		*Die Entscheidung  „Upstream unterhalb Downstream”  hängt damit zusammen, dass der Ausfall von Downstream–Kanälen nur eine vergleichsweise geringe Auswirkung auf die Übertragungsrate hat. Im Upstream würde sich ein solcher Ausfall prozentual viel stärker bemerkbar machen.